技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本
發(fā)明涉及數(shù)字化
焊接電源技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)及其控制方法。
背景技術(shù)
[0002] 脈沖MIG(Metal?Inert-Gas?Welding，
熔化極惰性氣體保護(hù)焊)焊技術(shù)較多用于高性能的自動焊場合，它集高效優(yōu)質(zhì)和自動化于一體，它的突出優(yōu)點(diǎn)表現(xiàn)為：焊接
電流調(diào)節(jié)范圍比較寬，包括
短路過渡到噴射過渡的所有電流區(qū)域，既能焊接厚板，也能焊接薄板，焊接薄板時與短路過渡比較熔透性好、
變形小、焊接效率高；采用脈沖電流后，可采用較小的平均電流進(jìn)行焊接，平均電流比MIG焊時的連續(xù)電流噴射過渡的臨界電流低，因此
母材的熱輸入量低，焊接變形小，適用于全
位置焊接；熔滴過渡過程可控性比較強(qiáng)；焊接時無飛濺(或基本無飛濺)、弧長短，軸向性好、熔敷效率高、
焊縫成形好，焊縫表面寬而平坦、焊接
煙塵小。因此脈沖MIG焊在生產(chǎn)上得到了重視，特別是
機(jī)器人焊接時
對焊接
質(zhì)量和
精度要求比較高的場合更是如此。在今后一段時間內(nèi)，脈沖MIG焊將在主要工業(yè)國家的焊接中進(jìn)一步代替手工
電弧焊和CO2焊，應(yīng)用范圍將越來越廣泛。
[0003] 近年來隨著市場競爭的日趨激烈，提高焊接生產(chǎn)效率、保證產(chǎn)品質(zhì)量、實(shí)現(xiàn)焊接生產(chǎn)的自動化、智能化越來越受到焊接生產(chǎn)企業(yè)的重視，特別是機(jī)器人焊接時對焊接質(zhì)量和精度要求比較高的場合更是如此。加上現(xiàn)代
人工智能技術(shù)、數(shù)字化信息處理技術(shù)、
計算機(jī)視覺技術(shù)等高新技術(shù)的融入，也促使脈沖MIG焊技術(shù)正朝著焊接高速高效化、焊接控制數(shù)字化、控制系統(tǒng)智能化方向發(fā)展。
[0004] 目前脈沖MIG焊電源主
電路可分為硬
開關(guān)和移相全橋
軟開關(guān)形式。硬開關(guān)電路功率器件開通和關(guān)斷的過程中
電壓和電流會有一部分重疊在一起，造成
開關(guān)損耗，導(dǎo)致效率低，帶來電磁污染，因此每個功率器件都需要外接緩沖吸收電路，導(dǎo)致電路繁雜。移相全橋軟開關(guān)電路在開關(guān)管開通階段使用移相控制，讓電流滯后電壓，可以實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)管零電壓開通，但存在輕載時滯后橋臂難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；且副邊整流
二極管不能實(shí)現(xiàn)
零電流關(guān)斷，造成開關(guān)損耗，存在反向恢復(fù)問題并導(dǎo)致振鈴電壓尖峰難以處理，惡化整機(jī)可靠性，因此副邊
整流二極管需要外接緩沖吸收電路；當(dāng)重載時，原邊電流過大導(dǎo)致的副邊占空比丟失更加嚴(yán)重，使得電源
能量沒有得到充分的利用，并使得電壓振鈴進(jìn)一步加劇。這大大增加
電能的損耗，愈發(fā)跟不上當(dāng)前市場上要求越來越高的節(jié)能化需求。
[0005] 與硬開關(guān)和移相全橋軟開關(guān)技術(shù)相比較，LLC諧振變換器不但具有原邊MOSFET功率開關(guān)管零電壓開通特性，同時能實(shí)現(xiàn)副邊整流二極管的零電流關(guān)斷和低耐壓要求，副邊整流二極管零電流關(guān)斷克服反向恢復(fù)損耗，產(chǎn)生的
電磁干擾小，容易解決傳導(dǎo)和
輻射問題，而且其掉電維持時間特性比較好，損耗低，轉(zhuǎn)換效率更高。當(dāng)LLC諧振變換器工作在諧振
頻率時，其增益和負(fù)載無關(guān)，在這個工作條件下，原邊的電流接近正弦電流、原邊MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor?Field-Effect?Transistor,金屬-
氧化物-
半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)功率開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通、副邊整流二極管可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，原副邊的功率器件都得到最優(yōu)的利用，效率最高，電磁干擾也最小，諧振頻率為LLC
諧振電路的最佳工作點(diǎn)。
[0006] 采用LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的脈沖MIG焊電源，需要采用多臺子模
塊經(jīng)協(xié)同控制為電弧負(fù)載供電。多臺子模塊要實(shí)現(xiàn)協(xié)同控制，必須在工作過程中進(jìn)行數(shù)據(jù)通信，通常采用CAN
現(xiàn)場總線逐脈沖通信的方式，但該方式軟
硬件設(shè)計復(fù)雜，成本高，容易受到外界干擾，不利于焊接過程的穩(wěn)定。
[0007] 由此可見，現(xiàn)有的基于LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的數(shù)字化焊接電源主要有以下幾個方面的缺點(diǎn)：
[0008] (1)結(jié)構(gòu)復(fù)雜。多臺子模塊控制系統(tǒng)相互獨(dú)立，兩個控制系統(tǒng)之間通過通信協(xié)議來進(jìn)行數(shù)據(jù)交換實(shí)現(xiàn)子模塊控制系統(tǒng)之間的協(xié)同控制。分體式系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，體積龐大，控制系統(tǒng)軟硬件復(fù)雜。
[0009] (2)系統(tǒng)不夠穩(wěn)定。分體式控制系統(tǒng)采用通信協(xié)議的方式進(jìn)行數(shù)據(jù)交換實(shí)現(xiàn)電源之間的協(xié)同控制，該方式容易受到外界干擾，不利于焊接過程的穩(wěn)定。
[0010] 目前市面上缺乏一種結(jié)構(gòu)簡單，系統(tǒng)穩(wěn)定高效的脈沖MIG焊電源系統(tǒng)?；贚LC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)，可通過單一控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)子模塊控制系統(tǒng)的調(diào)節(jié)和電流脈沖
相位的協(xié)同控制，避免了上述
缺陷。
發(fā)明內(nèi)容
[0011] 為了克服
現(xiàn)有技術(shù)存在的缺點(diǎn)與不足，本發(fā)明提供一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)及其控制方法。
[0012] 本發(fā)明的目的至少通過如下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)。
[0013] 一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)，包括三相交流輸入
電網(wǎng)、
人機(jī)界面模塊、主控
制模塊，脈沖峰值模塊、脈沖基值模塊和電弧負(fù)載；
[0014] 所述脈沖基值模塊由一個脈沖基值子模塊組成，所述脈沖峰值模塊由若干個脈沖峰值子模塊并聯(lián)組成，所述脈沖峰值子模塊包括主電路、驅(qū)動模塊、故障保護(hù)模塊、電壓電流檢測模塊；所述主
控制模塊包括DSP(Digital?Signal?Processor，數(shù)字
信號處理器)數(shù)字化控制模塊，所述DSP數(shù)字化控制模塊分別與故障保護(hù)模塊、驅(qū)動模塊和電壓電流檢測模塊相連接，所述故障保護(hù)模塊及電壓電流檢測模塊分別與主電路的輸入端及輸出端連接；
[0015] 所述主電路包括依次連接的輸入整流濾波模塊、LLC諧振模塊、功率
變壓器模塊和輸出整流濾波模塊，所述輸入整流濾波模塊與三相交流輸入電網(wǎng)連接，所述輸出整流濾波模塊與電弧負(fù)載連接；
[0016] 所述主控制模塊分別與脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊相連接，所述主控制模塊根據(jù)脈沖時序控制驅(qū)動模塊，從而實(shí)現(xiàn)對脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊滿載輸出的開關(guān)切換，所述脈沖峰值模塊中若干個子模塊同時工作輸出脈沖峰值電壓和脈沖峰值電流，此階段脈沖基值模塊無輸出；所述脈沖基值模塊中一個子模塊工作輸出脈沖基值電壓和脈沖基值電流，此階段脈沖峰值模塊無輸出，從而保證所有子模塊LLC諧振模塊工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)。
[0017] 所述主控制模塊中設(shè)有DSP數(shù)字化控制模塊，所述脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊中的電壓電流檢測模塊分別采集各個子模塊的實(shí)時電壓電流信號，并將電壓電流
采樣信號通過電壓電流檢測模塊送入DSP數(shù)字化控制模塊，所述DSP數(shù)字化控制模塊設(shè)置各個子模塊的電流給定值，該電流給定值與各個子模塊的實(shí)時電流反饋值比較產(chǎn)生偏差量，偏差量分別經(jīng)防積分飽和PI
算法后得到輸出量分別調(diào)節(jié)脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊各個子模塊的PFM(Pulse?Frequency?Modulation，脈沖頻率調(diào)制)。
[0018] 所述DSP數(shù)字化控制模塊采用TMS320F28335
數(shù)字信號處理器，所述數(shù)字
信號處理器內(nèi)嵌事件管理器，所述事件管理器具有脈沖頻率調(diào)制單元，通過單一DSP產(chǎn)生多路PFM信號實(shí)現(xiàn)對脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊的交替控制。
[0019] 所述LLC諧振模塊由逆變網(wǎng)絡(luò)和LLC諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，所述逆變網(wǎng)絡(luò)由四個功率開關(guān)管和第一電容構(gòu)成；所述四個功率開關(guān)管均為MOSFET功率開關(guān)管，分別為第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管；所述第一功率開關(guān)管DS極分別與第二功率開關(guān)管D極和第三功率開關(guān)管D極相連接，所述第二功率開關(guān)管DS極分別與第一功率開關(guān)管D極和第四功率開關(guān)管D極相連接，所述第三功率開關(guān)管DS極分別與第一功率開關(guān)管S極和第四功率開關(guān)管S極相連接，所述第四功率開關(guān)管DS極分別與第二功率開關(guān)管S極和第三功率開關(guān)管S極相連接。
[0020] 所述LLC諧振網(wǎng)絡(luò)包括諧振電感、勵磁電感和諧振電容，所述諧振電感、勵磁電感、諧振電容和等效負(fù)載依次
串聯(lián)構(gòu)成
諧振腔，所述等效負(fù)載是由功率變壓器模塊、輸出整流濾波模塊和電弧負(fù)載構(gòu)成。
[0021] 所述故障保護(hù)模塊包括相互連接的過壓檢測電路、欠壓檢測電路、過流檢測電路、過溫檢測電路和
門電路。
[0022] 所述輸出整流濾波模塊包括第一整流二極管、第二整流二極管和第二電容。
[0023] 所述LLC諧振模塊工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)，工作在四個不同的工作模態(tài)上：
[0024] 所述LLC諧振模塊在第一工作模態(tài)時，所述第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管開通，所述三相交流輸入電網(wǎng)為諧振腔提供能量，諧振電流流經(jīng)第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管，變壓器原邊提供給負(fù)載的電流等于諧振電流減去勵磁電流，勵磁電流先負(fù)后正，變壓器副邊電壓上正下負(fù)，所述第一整流二極管開通，第二整流二極管關(guān)斷，所述勵磁電感被
輸出電壓箝位，不參與諧振過程，所述勵磁電
流線性上升；
[0025] 所述LLC諧振模塊在第二工作模態(tài)時，所述第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管關(guān)斷，所述第三功率開關(guān)管體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔抽為零，所述第四功率開關(guān)管體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔充滿至
電源電壓，并且所述第二功率開關(guān)管及第三功率開關(guān)管寄生反并聯(lián)二極管續(xù)流，所述第二功率開關(guān)管及第三功率開關(guān)管DS極之間的電壓為零，變壓器原邊電壓極性轉(zhuǎn)換，下正上負(fù)，所述第二整流二極管開始開通，勵磁電感重新被副邊輸出電壓箝位，不參與諧振過程；
[0026] 所述LLC諧振模塊在第三工作模態(tài)時，所述第二功率開關(guān)管及第三功率開關(guān)管開通，所述第二功率開關(guān)管及第三功率開關(guān)管的DS極之間電壓為零，因此第二及第三功率開關(guān)管是零電壓開通，勵磁電流先正后負(fù)，勵磁電感不參與諧振，勵磁電流線性下降，變壓器上負(fù)下正，第一整流二極管關(guān)斷、第二整流二極管開通，第二整流二極管電流上升后下降，為下一工作模態(tài)第一整流二極管零電流關(guān)斷提供條件；
[0027] 所述LLC諧振模塊在第四工作模態(tài)時，所述第二功率開關(guān)管及第三功率開關(guān)管關(guān)斷，所述第四功率開關(guān)管體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔抽為零，所述第三功率開關(guān)管體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔充滿至電源電壓，并且所述第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管寄生反并聯(lián)二極管續(xù)流，所述第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管DS極之間的電壓為零，為所述第一功率開關(guān)管及第四功率開關(guān)管零電壓開通提供條件，變壓器上正下負(fù)，第一整流二極管開通、第二整流二極管關(guān)斷，由于上一工作模態(tài)的第二整流二極管電流下降為零，所以第二整流二極管零電流關(guān)斷，第一整流二極管電流上升。
[0028] 所述脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊中若干個子模塊的輸出電流相位進(jìn)行調(diào)節(jié)，增大功率輸出的同時減輕電網(wǎng)負(fù)擔(dān)。
[0029] 所述脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊中若干個子模塊采用并聯(lián)冗余配置方案。
[0030] 所述脈沖基值模塊和所述脈沖峰值模塊中功率變壓器模塊采用不同變比的變壓器，所述不同變比的變壓器實(shí)現(xiàn)脈沖基值模塊
低電壓滿載輸出和脈沖峰值模塊高電壓滿載輸出。
[0031] 所述主控制模塊通過CAN(Controller?Area?Network,CAN總線)通信與人機(jī)界面模塊相連接，所述人機(jī)界面模塊包括ARM(Advanced?RISC?Machines)芯片和LCD屏。ARM芯片采用32位處理器STM32F103ZET6，作為人機(jī)界面的控制核心，實(shí)現(xiàn)
人機(jī)交互、實(shí)時顯示和監(jiān)控，提高系統(tǒng)的智能性。
[0032] 一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源控制方法，所述的控制方法包括如下步驟：
[0033] 1)焊接電源經(jīng)過初始化并與人機(jī)界面驗(yàn)證通信后，焊接電源判斷
焊槍開關(guān)斷合，若焊槍開關(guān)閉合則執(zhí)行下一步驟，否則繼續(xù)等待下一次人機(jī)交互指令；
[0034] 2)若焊槍開關(guān)閉合，則先進(jìn)行氣
閥送氣，再慢送絲引弧，檢測電流是否超過一定
閾值，若未超過閾值，則繼續(xù)重復(fù)慢送絲引弧，并檢測電流，若超過一定閾值，則進(jìn)入脈沖基值和峰值切換時序控制，以及脈沖基值模塊恒流和脈沖峰值模塊并聯(lián)均流恒流控制；
[0035] 3)主控制模塊根據(jù)脈沖時序?qū)γ}沖基值模塊和脈沖峰值模塊滿載輸出的開關(guān)切換，當(dāng)脈沖峰值輸出時，若干個脈沖峰值子模塊同時工作，輸出脈沖峰值電壓和脈沖峰值電流，此階段脈沖基值模塊無輸出；當(dāng)脈沖基值輸出時，脈沖基值模塊中一個子模塊工作，輸出脈沖基值電壓和脈沖基值電流，此階段脈沖峰值模塊無輸出，從而保證所有子系統(tǒng)LLC諧振模塊工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)，工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)時，LLC諧振模塊的增益和負(fù)載無關(guān)，原邊電流接近正弦電流、原邊MOSFET功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通、副邊整流二極管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。
[0036] 進(jìn)一步的，在焊接過程中，焊接電源與人機(jī)界面通信和不斷檢測焊槍開關(guān)信號，當(dāng)檢測到焊槍斷開信號后，焊接電源進(jìn)入收弧控制并發(fā)送收弧信號，進(jìn)入收弧階段。
[0037] 本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點(diǎn)：
[0038] (1)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，本發(fā)明通過以一體化方式實(shí)現(xiàn)了基于LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的脈沖MIG焊電源系統(tǒng)，消除了分體式系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，體積龐大，控制系統(tǒng)軟硬件復(fù)雜的缺點(diǎn)；
[0039] (2)抗干擾能
力強(qiáng)，本發(fā)明中的主控制模塊統(tǒng)一對焊接電源系統(tǒng)的脈沖基值模塊和脈沖峰值模塊進(jìn)行控制，本發(fā)明結(jié)構(gòu)簡單，同時，控制功能主要通過內(nèi)部算法實(shí)現(xiàn)，解決了分體式脈沖MIG焊電源控制系統(tǒng)子系統(tǒng)相互通信容易受干擾的問題；
[0040] (3)本發(fā)明采用LLC諧振技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了全范圍的軟開關(guān)，大大減少了功率管的開關(guān)損耗和電
應(yīng)力，改善了工作條件，降低了電磁干擾，提高了整機(jī)效率。
附圖說明
[0041] 圖1是本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0042] 圖2是本發(fā)明的主電路原理圖；
[0043] 圖3是本發(fā)明脈沖峰值模塊與脈沖基值模塊和主控制模塊與人機(jī)界面模塊通信示意圖；
[0044] 圖4是本發(fā)明的驅(qū)動模塊原理圖；
[0045] 圖5是本發(fā)明的脈沖周期時序圖；
[0046] 圖6是本發(fā)明的DSP數(shù)字化控制模塊
流程圖。
[0047] 其中：1-脈沖峰值模塊，2-脈沖基值模塊，10-脈沖峰值子模塊，20-脈沖基值子模塊，101-主控制模塊，102-故障保護(hù)模塊，103-驅(qū)動模塊，104-輸入整流濾波模塊，105-LLC諧振模塊，106-功率變壓器模塊，107-輸出整流濾波模塊，108-電壓電流檢測模塊，110-三相交流輸入電網(wǎng)，200-人機(jī)界面模塊，300-電弧負(fù)載。
具體實(shí)施方式
[0048] 下面結(jié)合
實(shí)施例及附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本發(fā)明的實(shí)施方式不限于此。
[0049] 如圖1所示，一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)，包括三相交流輸入電網(wǎng)110、人機(jī)界面模塊200、主控制模塊101，脈沖峰值模塊1、脈沖基值模塊2和電弧負(fù)載300；
[0050] 所述脈沖峰值模塊1包括若干個脈沖峰值子模塊10，所述脈沖基值模塊2包括一個脈沖基值子模塊20，所述脈沖峰值子模塊10和脈沖基值子模塊20包括主電路、驅(qū)動模塊103、故障保護(hù)模塊102、電壓電流檢測模塊108；所述主控制模塊101包括DSP數(shù)字化控制模塊，所述DSP數(shù)字化控制模塊分別與各個子模塊故障保護(hù)模塊102、驅(qū)動模塊103和電壓電流檢測模塊108相連接，所述故障保護(hù)模塊102與主電路的輸入端連接；所述電壓電流檢測模塊108與主電路的輸出端連接；
[0051] 所述主電路包括依次連接的輸入整流濾波模塊104、LLC諧振模塊105、功率變壓器模塊106和輸出整流濾波模塊107，所述輸入整流濾波模塊104與三相交流輸入電網(wǎng)110連接，所述輸出整流濾波模塊107與電弧負(fù)載300連接；
[0052] 所述主控制模塊101分別與脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1相連接，所述主控制模塊101根據(jù)脈沖時序控制驅(qū)動模塊103，從而實(shí)現(xiàn)對脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1滿載輸出的開關(guān)切換，所述脈沖峰值模塊1中若干個子模塊同時工作輸出脈沖峰值電壓和脈沖峰值電流，此階段脈沖基值模塊2無輸出；所述脈沖基值模塊2中的子模塊工作輸出脈沖基值電壓和脈沖基值電流，此階段脈沖峰值模塊1無輸出。
[0053] 所述主控制模塊101中設(shè)有DSP數(shù)字化控制模塊，所述脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1中的電壓電流檢測模塊108分別采集各自子模塊的實(shí)時電壓電流信號，并將電壓電流采樣信號送入DSP數(shù)字化控制模塊，所述DSP數(shù)字化控制模塊設(shè)置各個子模塊的電流給定值，該電流給定值與各個子模塊的實(shí)時電流反饋值比較產(chǎn)生偏差量，偏差量分別經(jīng)防積分飽和PI算法后得到輸出量分別調(diào)節(jié)脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1中各個子模塊的PFM。
[0054] 所述DSP數(shù)字化控制模塊采用TMS320F28335
數(shù)字信號處理器，所述數(shù)字信號處理器內(nèi)嵌事件管理器，所述事件管理器具有脈沖頻率調(diào)制單元，通過單一DSP產(chǎn)生多路PFM信號實(shí)現(xiàn)對脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1的交替控制。
[0055] 如圖2所示，所述LLC諧振模塊105包括逆變網(wǎng)絡(luò)和LLC諧振網(wǎng)絡(luò)，所述逆變網(wǎng)絡(luò)包括四個功率開關(guān)管和第一電容；所述四個功率開關(guān)管均為MOSFET管，分別為第一功率開關(guān)管、第二功率開關(guān)管、第三功率開關(guān)管和第四功率開關(guān)管。
[0056] 所述LLC諧振網(wǎng)絡(luò)包括諧振電感、勵磁電感和諧振電容，所述諧振電感、勵磁電感、諧振電容和等效負(fù)載一起構(gòu)成諧振腔，所述諧振電感、勵磁電感、諧振電容通過串聯(lián)方式連接，所述等效負(fù)載包括功率變壓器模塊106、輸出整流濾波模塊107和電弧負(fù)載300。
[0057] 所述故障保護(hù)模塊102包括相互連接的過壓檢測電路、欠壓檢測電路、過流檢測電路、過溫檢測電路和門電路。
[0058] 所述輸出整流濾波模塊107包括第一整流二極管D1、第二整流二極管D2和第二電容C2。
[0059] 所述LLC諧振模塊105包括逆變網(wǎng)絡(luò)和LLC諧振網(wǎng)絡(luò)，所述逆變網(wǎng)絡(luò)包括四個功率開關(guān)管和第一電容C1；所述四個功率開關(guān)管均為高壓MOSFET管，分別為第一功率開關(guān)管V1、第二功率開關(guān)管V2、第三功率開關(guān)管V3和第四功率開關(guān)管V4。
[0060] 所述四個功率開關(guān)管由驅(qū)動模塊103提供PFM變頻信號交替控制開通和關(guān)斷，所述第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4，同時開通同時關(guān)斷，所述第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3，同時開通同時關(guān)斷，且V1與V4和V2與V3交替開通和關(guān)斷，同一橋臂的兩個功率開關(guān)管V1與V3之間和V2與V4之間存在死區(qū)時間，所述LLC諧振網(wǎng)絡(luò)包括諧振電感Lr、勵磁電感Lm和諧振電容Cr，所述諧振電感Lr、勵磁電感Lm、諧振電容Cr和等效負(fù)載一起組成諧振腔。
[0061] 本實(shí)施例中變壓器是指功率變壓器模塊106，其中，脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1中功率變壓器模塊106采用不同變比的變壓器，所述不同變比的變壓器實(shí)現(xiàn)脈沖基值模塊2低電壓滿載輸出和脈沖峰值模塊1高電壓滿載輸出。
[0062] 所述LLC諧振模塊105工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)，工作在四個不同的工作模態(tài)上。
[0063] 所述LLC諧振模塊105在第一工作模態(tài)時，所述第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4開通，所述三相交流輸入電網(wǎng)為諧振腔提供能量，諧振電流流經(jīng)第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4，變壓器原邊提供給負(fù)載的電流等于諧振電流減去勵磁電流，勵磁電流先負(fù)后正，所述變壓器副邊電壓上正下負(fù)，所述第一整流二極管D1開通，第二整流二極管D2關(guān)斷，所述勵磁電感Lm被輸出電壓箝位，不參與諧振過程，所述勵磁電流線性上升。
[0064] 所述LLC諧振模塊105在第二工作模態(tài)時，所述第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4關(guān)斷，所述第三功率開關(guān)管V3體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔抽為零，所述第四功率開關(guān)管V4體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔充滿至電源電壓，并且所述第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3寄生反并聯(lián)二極管續(xù)流，所述第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3的DS極之間的電壓為零，為實(shí)現(xiàn)第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3零電壓開通創(chuàng)造了條件，所述變壓器原邊電壓極性轉(zhuǎn)換，下正上負(fù)，所述第二整流二極管D2開始開通，勵磁電感Lm重新被副邊輸出電壓箝位，不參與諧振過程。
[0065] 所述LLC諧振模塊105在第三工作模態(tài)時，所述第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3開通，所述第二與第三功率開關(guān)管的DS極之間電壓為零，因此第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3是零電壓開通，勵磁電流先正后負(fù)，勵磁電感不參與諧振，勵磁電流線性下降，變壓器上負(fù)下正，第一整流二極管D1關(guān)斷、第二整流二極管D2開通，第二整流二極管D2電流上升后下降，為下一工作模態(tài)第二整流二極管D2零電流關(guān)斷提供條件。
[0066] 所述LLC諧振模塊105在第四工作模態(tài)時，所述第二功率開關(guān)管V2和第三功率開關(guān)管V3關(guān)斷，所述第四功率開關(guān)管V4體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔抽為零，所述第三功率開關(guān)管V3體內(nèi)寄生輸出電容電荷被諧振腔充滿至電源電壓，并且所述第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4寄生反并聯(lián)二極管續(xù)流，為所述第一功率開關(guān)管V1和第四功率開關(guān)管V4零電壓開通提供條件，變壓器上正下負(fù)，第一整流二極管D1開通、第二整流二極管D2關(guān)斷，由于上一工作模態(tài)的第二整流二極管D2電流下降為零，所以第二整流二極管D1零電流關(guān)斷，第一整流二極管D1電流上升。
[0067] 如圖3所示，若干個脈沖峰值子模塊10與脈沖基值子模塊20均與主控制模塊101相連，所述主控制模塊101通過CAN現(xiàn)場總線與人機(jī)界面模塊200相連接。主控制模塊101根據(jù)脈沖時序?qū)崿F(xiàn)對脈沖基值子模塊20和脈沖峰值子模塊10滿載輸出的開關(guān)切換。所述脈沖峰值模塊1若干個子模塊的正弦電流相位進(jìn)行調(diào)節(jié)，增大功率輸出的同時減輕電網(wǎng)負(fù)擔(dān)。所述人機(jī)界面模塊200包括ARM芯片和LCD屏。ARM芯片采用32位處理器STM32F103ZET6，作為人機(jī)界面的控制核心，實(shí)現(xiàn)人機(jī)交互、實(shí)時顯示和監(jiān)控，提高系統(tǒng)的智能性。
[0068] 圖4是本發(fā)明中的MOSFET全橋LLC驅(qū)動模塊原理圖。驅(qū)動模塊103原邊采用了高速M(fèi)OSFET?N1b～N4b組成的圖騰柱式推動結(jié)構(gòu)，能對DSP數(shù)字化控制模塊發(fā)送過來的驅(qū)動脈沖PFM_1和PFM_2實(shí)現(xiàn)快速切換并加大驅(qū)動功率。驅(qū)動模塊103副邊采用了穩(wěn)壓管D9b～D10b、D16b～D17b、D23b～D24b、D30b～D31b對驅(qū)動脈沖進(jìn)行穩(wěn)壓鉗位，以防止經(jīng)過驅(qū)動變壓器T1b和T2b轉(zhuǎn)換得到的驅(qū)動脈沖幅值過高損壞變換器原邊變換電路高壓MOSFET?V1～V4；電容C7b～C10b對高壓MOSFET?V1～V4進(jìn)行
加速驅(qū)動，以盡量消除開通時刻MOSFET米勒效應(yīng)帶來的開通延時不利影響；D13b與V1b、D20b與V2b、D27b與V3b、D34b與V4b組成的快速放電回路能在驅(qū)動脈沖關(guān)斷時間加速脈沖后沿關(guān)斷，消除關(guān)斷時刻MOSFET米勒效應(yīng)引起的二次開通。
[0069] 圖5所示是本發(fā)明的脈沖周期時序圖。一個脈沖周期包含2個階段：脈沖峰值Tp階段和脈沖基值Tb階段。所述主控制模塊101根據(jù)脈沖時序?qū)γ}沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1滿載輸出的開關(guān)切換。脈沖峰值Tp階段輸出時，脈沖峰值模塊1中若干個子模塊同時工作，輸出脈沖峰值電壓和脈沖峰值電流，此階段脈沖基值模塊2無輸出；脈沖基值Tb階段輸出時只有脈沖基值模塊2一個子模塊20工作，輸出脈沖基值電壓和脈沖基值電流，此階段脈沖峰值模塊1無輸出，從而保證所有子模塊LLC諧振模塊105工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)。工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)時，LLC諧振模塊105的增益和負(fù)載無關(guān)，原邊電流接近正弦電流、原邊MOSFET功率開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通、副邊整流二極管可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，原副邊的功率器件都得到最優(yōu)的利用，效率最高，電磁干擾也最小。
[0070] 一種基于LLC的一體化脈沖MIG焊電源系統(tǒng)，所述的控制方法包括如圖6所示的步驟：
[0071] 1)DSP和電源系統(tǒng)經(jīng)過初始化，主控模塊與人機(jī)界面CAN通信后，焊接電源判斷焊槍開關(guān)斷合，若焊槍開關(guān)閉合則執(zhí)行下一步驟，否則繼續(xù)等待下一次人機(jī)交互指令；
[0072] 2)進(jìn)行氣閥送氣，進(jìn)入引弧控制過程：慢送絲引弧，檢測電流I是否超過一定閾值(60A)，若未超過閾值，則繼續(xù)重復(fù)慢送絲引弧，并檢測電流，若超過一定閾值，則進(jìn)入脈沖基值和峰值切換時序控制；并進(jìn)行脈沖基值模塊2恒流和脈沖峰值模塊1并聯(lián)均流恒流控制；
[0073] 3)主控制模塊101根據(jù)脈沖時序?qū)崿F(xiàn)對脈沖基值模塊2和脈沖峰值模塊1滿載輸出的開關(guān)切換，當(dāng)脈沖峰值輸出時，脈沖峰值模塊1中若干個子模塊同時工作，輸出脈沖峰值電壓和脈沖峰值電流，此階段脈沖基值模塊2無輸出；當(dāng)脈沖基值輸出時，脈沖基值模塊2中一個子模塊20工作，輸出脈沖基值電壓和脈沖基值電流，此階段脈沖峰值模塊1無輸出，從而保證所有子模塊LLC諧振模塊105工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)，工作于諧振頻率最佳工作點(diǎn)時，LLC諧振模塊105的增益和負(fù)載無關(guān)，原邊電流接近正弦電流、原邊MOSFET功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通、副邊整流二極管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。
[0074] 在焊接過程中，焊接電源與人機(jī)界面通信和不斷檢測焊槍開關(guān)信號，當(dāng)檢測到焊槍斷開信號后，焊接電源進(jìn)入收弧控制并發(fā)送收弧信號，進(jìn)入收弧控制階段，圖6中的A表示流程圖的轉(zhuǎn)折標(biāo)記。
[0075] 上述實(shí)施例為本發(fā)明較佳的實(shí)施方式，但本發(fā)明的實(shí)施方式并不受所述實(shí)施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實(shí)質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
