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自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法

閱讀：1030發(fā)布：2020-08-22

專利匯可以提供自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法專利檢索，專利查詢，專利分析的服務(wù)。并且本 發(fā)明 涉及一種自耦式模 塊 化多電平高壓直流-直流 變壓器 及其控制方法，本發(fā)明變壓器上部換流器采用全橋子模塊、半橋子模塊混合型 模塊化多電平換流器 ，下部換流器采用半橋子模塊型模塊化多電平換流器，上下?lián)Q流器通過自耦形式實(shí)現(xiàn) 能量 交互。根據(jù)給定交流變壓器的最優(yōu)額定變比和子模塊選取原則，在保留直流故障隔離能 力 的前提下，最大限度減少器件需求從而降低成本?；诰_反 饋線 性控制策略，可充分利用直流變壓器交流側(cè)部分沒有 電網(wǎng) 擾動(dòng)，系統(tǒng)參數(shù)可以精確測(cè)量等特點(diǎn)，取得良好的控制性能。本發(fā)明的直流故障快速隔離可有效防止兩個(gè)直流電網(wǎng)間直流故障傳遞和擴(kuò)大，具有傳輸容量大、直流 電壓 等級(jí)高等優(yōu)點(diǎn)，適用于高壓大容量直流電網(wǎng)輸 電場(chǎng) 合。，下面是自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法專利的具體信息內(nèi)容。

1.一種自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器的控制方法，其特征在于：所述自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器包括上部換流器、下部換流器和工頻交流變壓器；所述上部換流器交流側(cè)經(jīng)所述工頻交流變壓器與所述下部換流器連接；所述上部換流器高位直流端口H1和所述下部換流器低位直流端口L2構(gòu)成高壓直流輸出口，所述上部換流器低位直流端口H2和所述下部換流器高位直流端口L1直接連接，所述下部換流器兩個(gè)端口L1、L2構(gòu)成低壓直流輸出口；
所述上部換流器采用子模塊混合型模塊化多電平換流器，其包括三相橋臂，所述三相橋臂的中點(diǎn)位置連接所述工頻交流變壓器的三相電壓端；每相橋臂均由電感、N個(gè)半橋子模塊組成的閥段V1和M個(gè)箝位雙子模塊組成的閥段V2串聯(lián)構(gòu)成；
每個(gè)所述半橋子模塊均采用由兩個(gè)絕緣柵雙極型晶體管和一個(gè)電容構(gòu)成的半橋單元，所述兩個(gè)絕緣柵雙極型晶體管串聯(lián)，在第一個(gè)所述絕緣柵雙極型晶體管的集電極與第二個(gè)所述絕緣柵雙極型晶體管的發(fā)射極之間連接所述電容；
每個(gè)所述箝位雙子模塊都由兩個(gè)半橋單元、一個(gè)引導(dǎo)絕緣柵雙極型晶體管和兩個(gè)二極管構(gòu)成，所述兩個(gè)半橋單元串聯(lián)連接，位于所述兩個(gè)半橋單元之間在第一個(gè)所述半橋單元正向輸出端和負(fù)向輸出端分別串聯(lián)一個(gè)所述二極管，并在兩個(gè)所述二極管之間連接所述引導(dǎo)絕緣柵雙極型晶體管；
所述下部換流器采用半橋子模塊型模塊化多電平換流器，其包括三相橋臂，所述三相橋臂的中點(diǎn)位置連接所述工頻交流變壓器的三相端；每相橋臂都由H個(gè)半橋子模塊和一電感串聯(lián)構(gòu)成；
所述工頻交流變壓器的額定變比nt為：

式中，Udc1為所述上部換流器的直流輸出電壓；Udc2為所述下部換流器的直流輸出電壓；
k1、k2分別為所述上、下部換流器交流輸出電壓調(diào)制比；Um1為所述上部換流器的交流輸出相電壓幅值；Um2為所述下部換流器的交流輸出相電壓幅值；n為所述工頻交流變壓器變比，n＝Udc1/Udc2；
所述上部換流器橋臂內(nèi)半橋子模塊和箝位雙子模塊的數(shù)量關(guān)系如下：
(N+2M)Uc＝Udc1-Udc2，
式中，N為半橋子模塊的個(gè)數(shù)，M為箝位雙子模塊的個(gè)數(shù)，Uc為所述半橋子模塊中的電容電壓；
所述控制方法包括上部換流器的控制方法和下部換流器的控制方法：
所述上部換流器采用帶環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定交流電壓幅值和定頻率，其具體控制方法如下：
1)由交流電壓幅值Em和頻率f確定第j相虛擬輸出電壓ej，j＝a，b，c，表示三相電；其中，虛擬輸出電壓ej由如下公式確定：

式中，t為時(shí)間，f＝50赫茲；
2)將上部換流器內(nèi)上橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijp與下橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijn相加后經(jīng)1/2運(yùn)算后得到第j相環(huán)流分量，即內(nèi)部不平衡電流ijz：

3)第j相的環(huán)流分量ijz依次經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換、基于反饋線性化解耦的環(huán)流抑制控制器和dq/abc坐標(biāo)變換后，會(huì)在上、下橋臂引起環(huán)流電勢(shì)ujz：

上式中，L0為橋臂電感，R0為橋臂電阻；
4)利用換流器內(nèi)部運(yùn)行機(jī)理，得出環(huán)流電勢(shì)ujz、虛擬輸出電壓ej和上、下橋臂電壓之間的關(guān)系，根據(jù)步驟1)中獲得的虛擬輸出電壓ej與步驟3)中獲得的環(huán)流電勢(shì)ujz求和后，與直流電壓Udc進(jìn)行運(yùn)算得到上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn分別為：


5)將上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn除以單個(gè)半橋單元中電容C的電壓Uc，然后取整作為最終投入的電容個(gè)數(shù)NL，其余電容處于旁通狀態(tài)，以滿足導(dǎo)通橋臂所需要的輸出電平；最終投入的電容個(gè)數(shù)NL為：

式中，Round(x)表示取與變量x最接近的整數(shù)；
6)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)橋臂電流方向，并對(duì)導(dǎo)通橋臂所有子模塊電容電壓從小到大進(jìn)行排序，根據(jù)電容電壓平衡策略，確定具體投入的子模塊和旁通的子模塊，進(jìn)而形成各每個(gè)橋臂中的絕緣柵雙極型晶體管的觸發(fā)脈沖信號(hào)；
所述電容電壓平衡策略為：根據(jù)橋臂電流極性方向和子模塊投切量，優(yōu)先對(duì)電容電壓高的模塊電容放電，對(duì)電容電壓低的模塊電容充電；若當(dāng)橋臂電流為正時(shí)，則正投入序號(hào)為
1，2，…NL為電容即進(jìn)行充電，其余電容即被旁通；若橋臂電流為負(fù)時(shí)，則負(fù)投入序號(hào)為1，
2，…N_子模塊即進(jìn)行充電，正投入序號(hào)為N+2M，N+2M-1，…N+2M-NL+1電容進(jìn)行放電，其余電容被旁路；
所述下部換流器采用環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定有功功率和定無(wú)功功率，無(wú)功功率控制在0Mvar；所述下部換流器的控制方法中，所述下部換流器的控制方法與所述上部換流器的控制方法類似，所述下部換流器采用定無(wú)功功率控制方式，所述下部換流器控制方法中第j相虛擬輸出電壓ej是根據(jù)給定的功率參考值Pref、Qref，經(jīng)過比例-積分外環(huán)功率控制器得到d軸參考電流值idref、q軸參考電流值iqref，并輸入基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器，確定第j相的虛擬輸出電壓ej。

說明書全文

自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法

技術(shù)領(lǐng)域

[0001] 本發(fā)明涉及一種高壓直流輸電技術(shù)領(lǐng)域，特別是關(guān)于一種用于高壓直流輸電的自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法。

背景技術(shù)

[0002] 高壓直流輸電(HVDC)技術(shù)具有功率調(diào)節(jié)快速靈活、線路通道造價(jià)低廉、運(yùn)行損耗低等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用前景十分廣闊。隨著越來越多的高壓直流輸電工程投運(yùn)，利用直流變壓器實(shí)現(xiàn)不同電壓等級(jí)的直流系統(tǒng)互聯(lián)，進(jìn)而構(gòu)成運(yùn)行靈活性更強(qiáng)的多端直流甚至直流電網(wǎng)，具有重大的工程意義。
[0003] 應(yīng)用在低壓配電領(lǐng)域的直流-直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)多樣，技術(shù)成熟，但為提高電壓等級(jí)和輸送容量，這類變換器中橋臂需要由大量絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)串并聯(lián)而成，然而各個(gè)元件開斷時(shí)間、伏安特性等不盡相同，由此引發(fā)的器件一致觸發(fā)、動(dòng)態(tài)均壓、電流均衡、電磁兼容等問題難以解決。為實(shí)現(xiàn)高電壓大容量的要求，現(xiàn)有技術(shù)中有采用了多個(gè)低壓直流-直流隔離型變換器單元級(jí)聯(lián)方式；還有采用由模塊化多電平換流器、雙繞組中頻或高頻變壓器和一個(gè)全控型H橋構(gòu)成的直流變壓器。以上兩種結(jié)構(gòu)均利用中高頻變壓器以實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)和低壓側(cè)的電氣隔離，且低壓側(cè)采用單個(gè)全控型H橋，然而這種構(gòu)造事實(shí)上不適用高壓大容量直流系統(tǒng)互聯(lián)場(chǎng)合。一方面中高頻變壓器容量有限，難以完成百兆瓦級(jí)別的能量輸送和交換；另一方面低壓側(cè)輸出直流電壓過低(即單個(gè)H橋電壓)，無(wú)法匹配高壓直流輸電網(wǎng)絡(luò)的電壓等級(jí)。目前大容量傳統(tǒng)直流輸電系統(tǒng)電壓等級(jí)一般為±800kV、±660kV和±500kV，而大容量柔性直流輸電系統(tǒng)的電壓等級(jí)一般為±320kV、±200kV和±150kV，所以連接二者的直流變壓器基本要求是直流電壓變比在1.5～5.5之間。此外，以上兩種結(jié)構(gòu)中主要采用直流-交流(隔離)-直流的基本方式構(gòu)成直流電壓變壓器，所需的電力電子器件較多。
[0004] 對(duì)于高壓直流輸電場(chǎng)合而言，直流變壓器應(yīng)該在盡可能節(jié)省成本和實(shí)現(xiàn)高壓大容量的目標(biāo)下，實(shí)現(xiàn)如下兩種基本功能：1)直流電壓變換，直流變壓器的電壓變換比率是按照兩側(cè)系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)的直流電壓設(shè)計(jì)的，直流變壓器需要從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略加以考慮應(yīng)對(duì)。2)直流故障隔離，對(duì)于某側(cè)出現(xiàn)直流故障，必須快速有效的處理并隔離直流故障，防止故障經(jīng)直流變壓器傳遞，進(jìn)而引起系統(tǒng)連鎖反應(yīng)導(dǎo)致系統(tǒng)崩潰。然而現(xiàn)有的技術(shù)手段一般在考慮固定的直流電壓變換下實(shí)現(xiàn)能量流動(dòng)，特別是對(duì)直流故障隔離沒有涉及。

發(fā)明內(nèi)容

[0005] 針對(duì)上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器及其控制方法，具有傳輸容量大、直流電壓等級(jí)高、減少了器件需求，可實(shí)現(xiàn)功率雙向流動(dòng)、環(huán)流抑制，控制性能較好。
[0006] 為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取以下技術(shù)方案：一種自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器，其特征在于：它包括上部換流器、下部換流器和工頻交流變壓器；所述上部換流器交流側(cè)經(jīng)所述工頻交流變壓器與所述下部換流器連接；所述上部換流器高位直流端口H1和所述下部換流器低位直流端口L2構(gòu)成高壓直流輸出口，所述上部換流器低位直流端口H2和所述下部換流器高位直流端口L1直接連接，所述下部換流器兩個(gè)端口L1、L2構(gòu)成低壓直流輸出口。
[0007] 所述上部換流器采用子模塊混合型模塊化多電平換流器，其包括三相橋臂，所述三相橋臂的中點(diǎn)位置連接所述工頻交流變壓器的三相電壓端；每相橋臂均由電感、N個(gè)半橋子模塊組成的閥段V1和M個(gè)箝位雙子模塊組成的閥段V2串聯(lián)構(gòu)成。
[0008] 每個(gè)所述半橋子模塊均采用由兩個(gè)絕緣柵雙極型晶體管和一個(gè)電容構(gòu)成的半橋單元，所述兩個(gè)絕緣柵雙極型晶體管串聯(lián)，在第一個(gè)所述絕緣柵雙極型晶體管的集電極與第二個(gè)所述絕緣柵雙極型晶體管的發(fā)射極之間連接所述電容。
[0009] 每個(gè)所述箝位雙子模塊都由兩個(gè)半橋單元、一個(gè)引導(dǎo)絕緣柵雙極型晶體管和兩個(gè)二極管構(gòu)成，所述兩個(gè)半橋單元串聯(lián)連接，位于所述兩個(gè)半橋單元之間在第一個(gè)所述半橋單元正向輸出端和負(fù)向輸出端分別串聯(lián)一個(gè)所述二極管，并在兩個(gè)所述二極管之間連接所述引導(dǎo)絕緣柵雙極型晶體管。
[0010] 所述下部換流器采用半橋子模塊型模塊化多電平換流器，其包括三相橋臂，所述三相橋臂的中點(diǎn)位置連接所述工頻交流變壓器的三相端；每相橋臂都由H個(gè)半橋子模塊和另一電感串聯(lián)構(gòu)成。
[0011] 所述工頻交流變壓器的額定變比nt為：
[0012]
[0013] 式中，Udc1為所述上部換流器的直流輸出電壓；Udc2分別為所述下部換流器的直流輸出電壓；k1、k2分別為所述上、下部換流器交流輸出電壓調(diào)制比；Um1為所述上部換流器的交流輸出相電壓幅值；Um2分別為所述下部換流器的交流輸出相電壓幅值；n為所述工頻交流變壓器變比，n＝Udc1/Udc2。
[0014] 所述上部換流器橋臂內(nèi)半橋子模塊和箝位雙子模塊的數(shù)量關(guān)系如下：(N+2M)Uc＝Udc1-Udc2，式中，N為半橋子模塊的個(gè)數(shù)，M為箝位雙子模塊的個(gè)數(shù)，Uc為所述半橋子模塊中的電容電壓。
[0015] 一種如上述自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器的控制方法，其包括上部換流器的控制方法和下部換流器的控制方法：所述上部換流器采用帶環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定交流電壓幅值和定頻率，其具體控制方法如下：1)由交流電壓幅值Em和頻率f確定第j相虛擬輸出電壓ej，j＝a，b，c，表示三相電；其中，虛擬輸出電壓ej由如下公式確定：
[0016]
[0017] 式中，t為時(shí)間，f＝50赫茲；2)將上部換流器內(nèi)上橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijp與下橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijn相加后經(jīng)1/2運(yùn)算后得到第j相環(huán)流分量，即內(nèi)部不平衡電流ijz：
[0018]
[0019] 3)第j相的環(huán)流分量ijz依次經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換、基于反饋線性化解耦的環(huán)流抑制控制器和dq/abc坐標(biāo)變換后，會(huì)在上、下橋臂引起環(huán)流電勢(shì)ujz：
[0020]
[0021] 上式中，L0為橋臂電感，R0為橋臂電阻；4)利用換流器內(nèi)部運(yùn)行機(jī)理，得出環(huán)流電勢(shì)ujz、虛擬輸出電壓ej和上、下橋臂電壓之間的關(guān)系，根據(jù)步驟1)中獲得的虛擬輸出電壓ej與步驟3)中獲得的環(huán)流電勢(shì)ujz求和后，與直流電壓Udc進(jìn)行運(yùn)算得到上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn分別為：
[0022]
[0023]
[0024] 5)將上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn除以單個(gè)半橋單元中電容C的電壓Uc，然后取整作為最終投入的電容個(gè)數(shù)NL，其余電容處于旁通狀態(tài)，以滿足導(dǎo)通橋臂所需要的輸出電平；最終投入的電容個(gè)數(shù)NL為：
[0025]
[0026] 式中，Round(x)表示取與變量x最接近的整數(shù)；6)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)橋臂電流方向，并對(duì)導(dǎo)通橋臂所有子模塊電容電壓從小到大進(jìn)行排序，根據(jù)電容電壓平衡策略，確定具體投入的子模塊和旁通的子模塊，進(jìn)而形成各每個(gè)橋臂中的絕緣柵雙極型晶體管的觸發(fā)脈沖信號(hào)；
[0027] 所述下部換流器采用環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定有功功率和定無(wú)功功率，無(wú)功功率控制在0Mvar；所述下部換流器的控制方法中，所述下部換流器的控制方法與所述上部換流器的控制方法類似，所述下部換流器采用定無(wú)功功率控制方式，所述下部換流器控制方法中第j相虛擬輸出電壓ej是根據(jù)給定的功率參考值Pref、Qref，經(jīng)過比例-積分外環(huán)功率控制器得到d軸參考電流值idref、q軸參考電流值iqref，并輸入基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器，確定第j相的虛擬輸出電壓ej。
[0028] 所述上部換流器控制方法步驟6)中，所述電容電壓平衡策略為：根據(jù)橋臂電流極性方向和子模塊投切量，優(yōu)先對(duì)電容電壓高的模塊電容放電，對(duì)電容電壓低的模塊電容充電；若當(dāng)橋臂電流為正時(shí)，則正投入序號(hào)為1，2，…NL為電容即進(jìn)行充電，其余電容即被旁通；若橋臂電流為負(fù)時(shí)，則負(fù)投入序號(hào)為1，2，…N-子模塊即進(jìn)行充電，正投入序號(hào)為N+2M，N+2M-1，…N+2M-NL+1電容進(jìn)行放電，其余電容被旁路。
[0029] 本發(fā)明由于采取以上技術(shù)方案，其具有以下優(yōu)點(diǎn)：1、本發(fā)明引入模塊化多電平換流器，并作為直流-直流變壓器能量交互的核心部件，具有傳輸容量大、直流電壓等級(jí)高等優(yōu)點(diǎn)，適用于高壓大容量場(chǎng)合。2、本發(fā)明采用上、下?lián)Q流器自耦型構(gòu)造方式，與傳統(tǒng)基于直-交-直變換的直流變壓器相比，只有一小部分能量流經(jīng)工頻交流變壓器，有效降低變壓器的額定容量需求，非常利于參數(shù)設(shè)計(jì)和選取。3、本發(fā)明由于下部換流器為高、低壓直流電網(wǎng)共用換流部分，承擔(dān)了兩側(cè)直流電網(wǎng)能量交互和直流電壓變化，大大減輕上部換流器容量需求和直流電壓約束，使得所需的子模塊器件大大少于傳統(tǒng)直-交-直變壓器。4、本發(fā)明上部換流器采用全橋子模塊、半橋子模塊混合型模塊化多電平換流器，下部換流器采用半橋子模塊型模塊化多電平換流器，同時(shí)給出了相應(yīng)子模塊的選取原則，可以在保留直流故障隔離能力的前提下，最大限度的減少了器件需求，從而大大降低換流器的制造成本并減小其體積和重量。5、本發(fā)明給出了交流變壓器最優(yōu)額定變比選取原則，為變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)提供理論依據(jù)和計(jì)算參考。6、本發(fā)明采用上部換流器定交流電壓和定基波頻率控制方法，下部換流器定有功功率和定無(wú)功功率，均含有環(huán)流抑制環(huán)節(jié)，可實(shí)現(xiàn)功率雙向流動(dòng)、環(huán)流抑制，控制性能良好。7、本發(fā)明充分利用直流變壓器交流側(cè)部分沒有電網(wǎng)擾動(dòng)，系統(tǒng)參數(shù)可以精確測(cè)量等特點(diǎn)，采用精確反饋線性控制器設(shè)計(jì)方法，相較于傳統(tǒng)串級(jí)比例-積分控制器設(shè)計(jì)具有簡(jiǎn)單、比例-積分(PI)環(huán)節(jié)少、穩(wěn)定可行域大等優(yōu)點(diǎn)。8、本發(fā)明采用的直流故障快速隔離方法，可有效防止兩個(gè)直流電網(wǎng)間直流故障傳遞和擴(kuò)大。綜上所述，本發(fā)明可以廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電場(chǎng)合。附圖說明
[0030] 圖1是本發(fā)明的整體結(jié)構(gòu)示意圖；
[0031] 圖2是本發(fā)明的上部子模塊混合型模塊化多電平換流器結(jié)構(gòu)示意圖；
[0032] 圖3是本發(fā)明下部半橋子模塊式模塊化多電平換流器結(jié)構(gòu)示意圖；
[0033] 圖4是本發(fā)明閉鎖后半橋子模塊和箝位雙子模塊等值電路示意圖；
[0034] 圖5是本發(fā)明直流故障發(fā)生后直流-直流變壓器等值電路示意圖；圖5(a)是本發(fā)明直流故障發(fā)生后當(dāng)故障電流方向從高壓側(cè)流向低壓側(cè)時(shí)直流-直流變壓器等值電路示意圖；圖5(b)是本發(fā)明直流故障發(fā)生后當(dāng)故障電流方向從低壓側(cè)流向高壓側(cè)時(shí)直流-直流變壓器等值電路示意圖；
[0035] 圖6是本發(fā)明上部換流器控制結(jié)構(gòu)示意圖；
[0036] 圖7是本發(fā)明下部換流器控制結(jié)構(gòu)示意圖；
[0037] 圖8是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的內(nèi)環(huán)電流控制器示意圖；圖8(a)是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的d軸內(nèi)環(huán)電流控制器示意圖；圖8(b)是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的q軸內(nèi)環(huán)電流控制器示意圖；
[0038] 圖9是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的環(huán)流抑制器示意圖；圖9(a)是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的d軸環(huán)流抑制器示意圖；圖9(b)是本發(fā)明基于精確反饋線性化設(shè)計(jì)的q軸環(huán)流抑制器示意圖；
[0039] 圖10是本發(fā)明實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(0.26s～0.36s)環(huán)流分量大小的示意圖；
[0040] 圖11是本發(fā)明實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(0.6s～0.7s)電容電壓波動(dòng)示意圖；
[0041] 圖12是本發(fā)明實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(1.0s～2.2s)下部換流器交流功率階躍波形示意圖；
[0042] 圖13是本發(fā)明實(shí)施例在直流故障期間下部換流器上橋臂電流波形示意圖。

具體實(shí)施方式

[0043] 下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)的描述。
[0044] 如圖1所示，本發(fā)明提供一種自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器，其包括上部換流器1、下部換流器2和工頻交流變壓器3。上部換流器1交流側(cè)經(jīng)工頻交流變壓器3與下部換流器2連接。上部換流器1高位直流端口H1和下部換流器2低位直流端口L2構(gòu)成高壓直流輸出口，上部換流器1低位直流端口H2和下部換流器2高位直流端口L1直接連接，下部換流器2兩個(gè)端口L1、L2構(gòu)成低壓直流輸出口。
[0045] 如圖2所示，上部換流器1采用子模塊混合型模塊化多電平換流器(CH-MMC)，其包括三相橋臂，三相橋臂的中點(diǎn)位置連接工頻交流變壓器3的三相電壓端uva1、uvb1、uvc1；每相橋臂均由電感L0、N個(gè)半橋子模塊HBSM組成的閥段V1和M個(gè)箝位雙子模塊CDSM組成的閥段V2串聯(lián)構(gòu)成。
[0046] 每個(gè)半橋子模塊HBSM均采用由兩個(gè)絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)T11、T12和一個(gè)電容C構(gòu)成的半橋單元，兩個(gè)IGBT?T11、T12串聯(lián)，在IGBT?T11的集電極與IGBT?T12的發(fā)射極之間連接電容C，并在兩個(gè)IGBT?T11、T12連接處引出連接端子A，在IGBT?T12的發(fā)射極引出連接端子B，通過兩連接端子A、B實(shí)現(xiàn)相鄰半橋子模塊HBSM之間以及半橋子模塊HBSM和與其相鄰的箝位雙子模塊CDSM之間的連接。
[0047] 每個(gè)箝位雙子模塊CDSM都由兩個(gè)半橋單元4、一個(gè)引導(dǎo)IGBT?T0和兩個(gè)二極管Dc構(gòu)成，每個(gè)半橋單元4的結(jié)構(gòu)與半橋子模塊HBSM中的半橋單元結(jié)構(gòu)相同，在此不再贅述。兩個(gè)半橋單元4串聯(lián)連接，位于兩個(gè)半橋單元4之間在第一個(gè)半橋單元4正向輸出端和負(fù)向輸出端分別串聯(lián)一個(gè)二極管Dc，并在兩個(gè)二極管Dc之間連接引導(dǎo)IGBT?T0。
[0048] 工作時(shí)，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)箝位雙子模塊CDSM內(nèi)的引導(dǎo)IGBT?T0一直導(dǎo)通，即等效為兩個(gè)串聯(lián)的半橋子模塊。調(diào)制策略可移植N+2M個(gè)半橋子模塊的傳統(tǒng)模塊化多電平換流器MMC所采用的調(diào)制策略。本發(fā)明采用子模塊混合型橋臂可以在保持具有直流故障自清除能力的同時(shí)，盡量減少器件數(shù)量從而降低成本。
[0049] 如圖3所示，下部換流器2采用半橋子模塊型模塊化多電平換流器(H-MMC)，其包括三相橋臂，三相橋臂的中點(diǎn)位置連接工頻交流變壓器3的三相端uva1、uvb1、uvc1；每相橋臂都由H個(gè)半橋子模塊HBSM和電感L0串聯(lián)構(gòu)成。
[0050] 上述實(shí)施例中，在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，通過控制流經(jīng)工頻交流變壓器3的功率間接控制直流-直流變壓器兩側(cè)直流電網(wǎng)之間的交換功率，其實(shí)現(xiàn)過程如下：
[0051] 1)定義工頻交流變壓器3變比n為：
[0052]
[0053] 式中，Udc1為上部換流器1的直流輸出電壓；Udc2分別為下部換流器2的直流輸出電壓。
[0054] 2)上、下部換流器交流輸出電壓調(diào)制比k1、k2分別為：
[0055]
[0056] 其中，Um1為上部換流器1的交流輸出相電壓幅值；Um2分別為下部換流器2的交流輸出相電壓幅值。
[0057] 3)根據(jù)步驟1)、2)可知，工頻交流變壓器3的額定變比nt為：
[0058]
[0059] 如果選擇相同的電壓調(diào)制比即k1＝k2，則額定變比nt為
[0060] nt＝n-1。???????????????????????(4)
[0061] 4)流經(jīng)上部換流器1(即CH-MMC)的功率PC、下部換流器2(即H-MMC)的功率PH、工頻交流變壓器3的功率PT分別為：
[0062]
[0063] 高壓側(cè)注入工頻交流變壓器3的功率P1和工頻交流變壓器3輸出到低壓側(cè)的功率P2分別為：
[0064]
[0065] 其中，Idc1為高壓側(cè)直流電流，Idc2為低壓側(cè)直流電流。
[0066] 5)根據(jù)式(5)、(6)，可得流經(jīng)工頻交流變壓器3功率和高壓側(cè)注入直流變壓器之間的關(guān)系如下：
[0067]
[0068] 由式(7)可知，只需要控制流經(jīng)變壓器一部分功率就可以實(shí)現(xiàn)整個(gè)直流變壓器能量交互的控制。相較于傳統(tǒng)直-交-直直流變壓器全部功率必須流經(jīng)變壓器，本發(fā)明采用自耦式結(jié)構(gòu)，大大減少流經(jīng)變壓器的功率，一方面降低控制難度，另一方面也可以降低變壓器的額定容量需求，非常利于參數(shù)設(shè)計(jì)和選取。
[0069] 如圖4所示，當(dāng)半橋子模塊HBSM、箝位雙子模塊CDSM處于閉鎖狀態(tài)時(shí)的等值電路與流經(jīng)其的電流方向密切相關(guān)，此時(shí)，各子模塊對(duì)外等效為帶電的電容與二極管的串聯(lián)形式，二極管陽(yáng)極到陰極方向與故障電流一致。根據(jù)子模塊電流方向不同，將子模塊電流為正向時(shí)定為A型，子模塊電流為負(fù)向時(shí)定為B型。對(duì)于箝位雙子模塊，無(wú)論故障電流方向如何，它均能提供反電勢(shì)，這也是其具有閉鎖功能的關(guān)鍵所在。
[0070] 如圖5(a)、圖5(b)所示，當(dāng)發(fā)生直流故障后，由圖中可以看出，上部換流器1為高、低壓直流電流故障電流流經(jīng)的關(guān)鍵路徑。為實(shí)現(xiàn)直流故障穿越并實(shí)現(xiàn)半導(dǎo)體器件最少，上部換流器1橋臂內(nèi)半橋子模塊HBSM和箝位雙子模塊CDSM的數(shù)量選取原則如下：
[0071] (N+2M)Uc＝Udc1-Udc2，??????????????????(8)
[0072] 式中，Uc為半橋子模塊HBSM或箝位雙子模塊CDSM中電容C的電壓。
[0073] 基于本發(fā)明的自耦式模塊化多電平高壓直流-直流變壓器，上部換流器1和下部換流器2分別采用以下控制方法：
[0074] 如圖6所示，上部換流器1采用帶環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定交流電壓幅值和定頻率，頻率控制在50赫茲(Hz)。其具體控制方法如下：
[0075] 1)由交流電壓幅值Em和頻率f確定第j相虛擬輸出電壓ej，j＝a，b，c，表示三相電；其中，虛擬輸出電壓ej由如下公式確定：
[0076]
[0077] 式中，t為時(shí)間，f＝50赫茲(Hz)；
[0078] 2)將上部換流器1內(nèi)上橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijp與下橋臂的橋臂電流測(cè)量值ijn相加后經(jīng)1/2運(yùn)算后得到第j相(j＝a，b，c)環(huán)流分量，即內(nèi)部不平衡電流ijz：
[0079]
[0080] 3)第j相的環(huán)流分量ijz依次經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換、基于反饋線性化解耦的環(huán)流抑制控制器和dq/abc坐標(biāo)變換后，會(huì)在上、下橋臂引起環(huán)流電勢(shì)ujz：
[0081]
[0082] 上式中，L0為橋臂電感，R0為橋臂電阻；
[0083] 4)利用換流器內(nèi)部運(yùn)行機(jī)理，得出環(huán)流電勢(shì)ujz、虛擬輸出電壓ej和上、下橋臂電壓之間的關(guān)系，根據(jù)步驟1)中獲得的虛擬輸出電壓ej與步驟3)中獲得的環(huán)流電勢(shì)ujz求和后，與直流電壓Udc進(jìn)行運(yùn)算得到上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn分別為：
[0084]
[0085]
[0086] 5)將上橋臂的調(diào)制電壓參考值ujp、下橋臂的調(diào)制電壓參考值ujn除以單個(gè)半橋單元中電容C的電壓Uc，然后取整作為最終投入的電容個(gè)數(shù)NL，其余電容處于旁通狀態(tài)，以滿足導(dǎo)通橋臂所需要的輸出電平；最終投入的電容個(gè)數(shù)NL為：
[0087]
[0088] 式中，Round(x)表示取與變量x最接近的整數(shù)。
[0089] 6)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)橋臂電流方向，并對(duì)導(dǎo)通橋臂所有子模塊電容電壓從小到大進(jìn)行排序，根據(jù)電容電壓平衡策略，確定具體投入的子模塊和旁通的子模塊，進(jìn)而形成每個(gè)橋臂中的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)的觸發(fā)脈沖信號(hào)。其中，電容電壓平衡策略是：根據(jù)橋臂電流極性方向和子模塊投切量，優(yōu)先對(duì)電容電壓高的模塊電容放電，對(duì)電容電壓低的模塊電容充電。若當(dāng)橋臂電流為正時(shí)，則正投入序號(hào)為1，2，…NL為電容即進(jìn)行充電，其余電容即被旁通；若橋臂電流為負(fù)時(shí)，則負(fù)投入序號(hào)為1，2，…N-子模塊即進(jìn)行充電，正投入序號(hào)為N+2M，N+2M-1，…N+2M-NL+1電容進(jìn)行放電，其余電容被旁路。
[0090] 上述步驟6)中，對(duì)導(dǎo)通橋臂所有子模塊電容電壓從小到大的排序方法采用快速排序算法，時(shí)間復(fù)雜度為O(NlogN)，以節(jié)省數(shù)據(jù)處理時(shí)間。
[0091] 如圖7所示，下部換流器2采用環(huán)流抑制的控制結(jié)構(gòu)，控制方式為定有功功率和定無(wú)功功率，無(wú)功功率控制在0Mvar，以使得輸電電流最小，減少損耗。下部換流器2的控制方法與上部換流器1的控制方法類似，不同之處在于上部換流器1采用定有功功率控制方式，下部換流器2采用定無(wú)功功率控制方式，下部換流器2控制方法中第j相虛擬輸出電壓ej是根據(jù)給定的功率參考值Pref、Qref，經(jīng)過比例-積分(PI)外環(huán)功率控制器得到d軸參考電流值idref、q軸參考電流值iqref，并輸入基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器，確定第j相的虛擬輸出電壓ej。
[0092] 如圖8所示，下部換流器2中采用的基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器，充分利用變壓器交流側(cè)部分沒有電網(wǎng)擾動(dòng)，系統(tǒng)參數(shù)可以精確測(cè)量等特點(diǎn)。基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器建立方法如下：
[0093] 1)建立下部換流器2在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：
[0094]
[0095] 式中，R為等效電阻，R＝Rt+R0/2，Rt為工頻交流變壓器3的等效電阻，R0為橋臂等效電阻；L為等效電感，L＝Lt+L0/2，Lt為工頻交流變壓器3的等效漏感，L0為橋臂電感；ω表示基頻角頻率；id為d軸電流，iq為q軸電流；usd、usq分別為d軸、q軸工頻交流變壓器3一次側(cè)電壓；ed、eq分別為虛擬輸出電壓ej經(jīng)過abc/dq變換得到的d軸和q軸控制量。
[0096] 由式(15)可知，d、q軸電流除受控制量ed、eq的影響外，還受到電流交叉耦合項(xiàng)Lid、Liq和usd、usq的影響。
[0097] 2)采用輸入輸出反饋線性化控制，實(shí)現(xiàn)d軸輸出電流isd、q軸輸出電流isq之間呈線性解耦關(guān)系，以消除d、q軸之間電流耦合并提高電流控制性能。令：
[0098]
[0099] 式中，λ1為d軸電流比例系數(shù)；λ2為q軸電流比例系數(shù)；
[0100] 3)將式(16)代入式(15)中，得：
[0101]
[0102] 由式(17)可以求得換流器的輸入變量e＝[ed,eq]的值，即
[0103]
[0104] 由上式可知，通過d軸參考電流值idref、q軸參考電流值iqref和電壓耦合補(bǔ)償項(xiàng)ωid、ωiq，不僅使電流id、iq與參考電流值idref、iqref之間呈線性關(guān)系，而且實(shí)現(xiàn)了非線性方程的解耦。根據(jù)式(18)，即可得到輸入輸出反饋線性化的電流解耦控制器結(jié)構(gòu)，如圖8(a)、圖8(b)所示。
[0105] 將式(16)變換為頻域形式，即
[0106]
[0107] 由此可知式(19)是一階慣性環(huán)節(jié)，其性能由參數(shù)λ1和λ2決定。因此，可以通過選擇合適的參數(shù)λ1和λ2，使電流控制器具有良好的動(dòng)態(tài)性能。所引入的輸入變量d軸參考電流值idref、q軸參考電流值iqref，分別為外環(huán)功率控制器輸出的有功和無(wú)功電流指令。
[0108] 上述步驟2)中，內(nèi)環(huán)電流控制環(huán)節(jié)的時(shí)間常數(shù)τi根據(jù)下式確定：
[0109]
[0110] 而時(shí)間常數(shù)τi一般選擇在2～5ms范圍內(nèi)，因此可以根據(jù)式(20)求解參數(shù)λ1和λ2。
[0111] 如圖9所示，上部換流器1、下部換流器2控制方法中均采用的基于反饋線性化解耦的環(huán)流抑制控制器，其建立方法與基于反饋線性化解耦的內(nèi)環(huán)電流控制器建立方法類似，具體如下：
[0112] 1)建立dq坐標(biāo)系下的環(huán)流模型：
[0113]
[0114] 式中，uzd、uzq分別為環(huán)流電勢(shì)ujz經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換后的d軸、q軸變量；izd、izq分別為環(huán)流電流ijz經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換后的d軸、q軸變量。
[0115] 2)采用輸入輸出反饋線性化控制，實(shí)現(xiàn)d軸輸出電流isd、q軸輸出電流isq之間呈線性解耦關(guān)系，以消除d、q軸之間電流耦合并提高電流控制性能。令：
[0116]
[0117] 式中，λ3為環(huán)流電流d軸的比例系數(shù)，λ4為環(huán)流電流q軸的比例系數(shù)；izdref、izqref分別為環(huán)流電流ijz經(jīng)abc/dq坐標(biāo)變換后的d軸、q軸參考值。
[0118] 3)聯(lián)立步驟1)、2)中的兩式，可以求得換流器的輸入變量uz＝[uzd,uzq]的值，即[0119]
[0120] 由上式可知，通過引入新的輸入變量izdref、izqref，實(shí)現(xiàn)了非線性方程的解耦。根據(jù)式(23)，可得輸入輸出反饋線性化的電流解耦控制器結(jié)構(gòu)，如圖9(a)、圖9(b)所示。
[0121] 將式(21)變換為頻域形式，即
[0122]
[0123] 由此可知式(23)是一階慣性環(huán)節(jié)，其性能由參數(shù)λ3和λ4決定。因此，可以通過選擇合適的參數(shù)λ3和λ4，使電流控制器具有良好的動(dòng)態(tài)性能。所引入的輸入變量izdref、izqref為零以達(dá)到抑制環(huán)流的目的。
[0124] 上述步驟2)中，內(nèi)環(huán)電流控制環(huán)節(jié)的時(shí)間常數(shù)τi根據(jù)下式確定：
[0125]
[0126] 而時(shí)間常數(shù)τi一般選擇在2～5ms范圍內(nèi)，因此可以根據(jù)式(25)求解參數(shù)λ3和λ4。
[0127] 為了進(jìn)一步驗(yàn)證本發(fā)明的有效性和可行性，通過以下實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明：
[0128] 在電力系統(tǒng)暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC中搭建相應(yīng)模型，具體仿真參數(shù)為：高壓側(cè)、低壓側(cè)額定直流電壓分別為500千伏、250千伏，采用理想直流電壓源串聯(lián)電感、電阻來模擬；高低壓直流電網(wǎng)額定交換功率為500兆瓦；上部換流器1每橋臂半橋子模塊個(gè)數(shù)為16個(gè)，箝位雙子模塊個(gè)數(shù)為12個(gè)，子模塊額定電容為8000微法，額定電容電壓為6.25千伏；下部換流器2每橋臂半橋子模塊個(gè)數(shù)為40個(gè)，子模塊電容為8000微法，額定電容電壓為6.25千伏；工頻交流變壓器3采用Y/Y接法的雙繞組變壓器，兩側(cè)額定電壓為125千伏/125千伏，漏抗為0.1pu(標(biāo)幺值)，額定容量為300兆伏安。上部換流器1采用定交流電壓幅值(相電壓峰值為0.8163pu，1pu為125千伏)和定頻率控制(頻率為50Hz)，下部換流器2采用定有功功率(有功功率為1pu，1pu為250兆瓦)和定無(wú)功功率控制(無(wú)功功率為零)。
[0129] 如圖10所示，本實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(0.26s～0.36s)，采用本發(fā)明所設(shè)計(jì)的環(huán)流抑制控制器后，環(huán)流分量?jī)H占額定電流1％左右，可以忽略不計(jì)。
[0130] 如圖11所示，本實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(0.6s～0.7s)，采用本發(fā)明所設(shè)計(jì)的控制方法可以保證橋臂電容電壓均衡和系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。
[0131] 如圖12所示，本實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過程中(1.0s～2.2s)，系統(tǒng)初始功率為1pu，在1.5s時(shí)功率發(fā)生階躍變?yōu)?.5pu。由圖可知，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的控制方法可以實(shí)現(xiàn)功率階躍過程對(duì)有功功率和無(wú)功功率解耦控制和快速跟蹤。
[0132] 如圖13所示，本實(shí)施例在直流故障期間，假設(shè)系統(tǒng)初始功率為1pu穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，在高壓側(cè)直流電網(wǎng)故障發(fā)生。由圖可知，本發(fā)明優(yōu)選的子模塊混合方案和拓?fù)淠軌虮ＷC直流故障隔離，有效防止故障在高低壓側(cè)電網(wǎng)進(jìn)行傳遞。
[0133] 綜上所述，本實(shí)施例在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)高低壓直流電網(wǎng)的電壓變換，保證能量穩(wěn)定傳輸；橋臂模塊化多電平單元在最近電平調(diào)制和電容電壓均衡控制下，保證了階梯正弦波的形成和模塊電容電壓波動(dòng)限制在一定范圍內(nèi)；環(huán)流抑制控制器的投入使用保證了相間環(huán)流分量可以被抑制到很小的程度；且開關(guān)器件頻率低損耗小；交流系統(tǒng)公共接入點(diǎn)電壓電流波形品質(zhì)很好，不需配置濾波器。當(dāng)兩側(cè)直流電網(wǎng)短路故障時(shí)，上、下部換流器快速閉鎖，利用二極管的反向阻斷特性和橋臂電容提供的負(fù)電勢(shì)將故障分量擴(kuò)散通路阻斷，防止故障分量在兩側(cè)電網(wǎng)內(nèi)發(fā)生傳遞和交互。
[0134] 本發(fā)明的多電平換流器具有器件開關(guān)頻率低損耗小、控制靈活、波形品質(zhì)佳諧波含量小、模塊數(shù)量降低、體積重量小、能夠自處理直流故障等優(yōu)點(diǎn)，在未來以傳統(tǒng)高壓直流輸電和柔性直流輸電之間互聯(lián)，不同電壓等級(jí)直流電網(wǎng)互聯(lián)方面具有重要發(fā)展意義。
[0135] 上述各實(shí)施例僅用于說明本發(fā)明，各元器件之間的連接都是可以有所變化的，在本發(fā)明技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，凡根據(jù)本發(fā)明原理對(duì)個(gè)別元器件的連接和結(jié)構(gòu)進(jìn)行的改進(jìn)和等同變換，均不應(yīng)排除在本發(fā)明的保護(hù)范圍之外。
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