一種Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)及其控制
方法
技術領域
[0001] 本
發(fā)明涉及Boost?PFC變換器技術領域，具體涉及一種Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)及其控制方法。
背景技術
[0002] 隨著
電網(wǎng)諧波污染問題的日益加劇，諧波抑制標準如IEC61000-3-2對相關設備注入電網(wǎng)的諧波電流規(guī)范不斷加強。為了減少設備對電網(wǎng)的諧波污染，滿足諧波抑制要求，功率因數(shù)校正(Power?Factor?Correction，PFC)變換器不斷獲得研究重視。平均電流控制(Average?Current?Control，ACM)的Boost變換器由于具有動態(tài)響應速度快、結構簡單的優(yōu)點，同時可以滿足高功率
密度和高效率的設計需求，在功率因數(shù)校正
電路中獲得了廣泛應用。根據(jù)電感電流在一個
開關周期中的導通狀態(tài)，變換器運行于連續(xù)導通模式(Continuous?Conduction?Mode，CCM)和斷續(xù)導通模式(Discontinuous?Conduction?Mode，DCM)。此外，當變換器在中等功率工況運行時，輸入電流過零點附近電感電流斷續(xù)，輸入電流峰值處電感電流連續(xù)，這種在一個工頻周期中同時出現(xiàn)CCM和DCM模式，稱之為混合導通模式(Mixed?Conduction?Mode，MCM)。
[0003] PI控制具有結構簡單和易于實現(xiàn)等優(yōu)點，傳統(tǒng)的PFC控制主要是基于CCM變換器的數(shù)學模型，再設計PI電流
控制器，控制變換器的交流輸入電流正弦化并與輸入
電壓同
相位，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。遺憾的是基于CCM變換器數(shù)學模型的PI控制，存在對變換器參數(shù)變化及內(nèi)、外部擾動敏感的不足。此外，在中輕載運行工況中，由于存在斷續(xù)導通模式，導致PI控制的PFC變換器出現(xiàn)交流輸入電流畸變現(xiàn)象，究其原因，一是當變換器運行于CCM時，其平均電感電流與占空比呈線性關系，而變換器運行于DCM時，其平均電感電流與占空比的平方成正比，呈非線性關系，導致PI控制的PFC變換器輸入電流不能完全正弦化；其二是PI控制器因欠缺足夠的帶寬，難以控制變換器平均電感電流對正弦參考電流的準確
跟蹤，導致PFC變換器出現(xiàn)交流輸入電流畸變。
[0004] 為了提高PFC變換器電流控制的動態(tài)響應速度，實現(xiàn)準確的電流跟蹤，在PI控制的
基礎上提出的占空比前饋控制能夠提升PFC變換器電流控制的動態(tài)響應速度，有效改善運行于CCM的變換器輸入電流畸變，但是，對于運行于DCM的變換器，占空比前饋控制仍然難以獲得滿意的電流控制性能。此外，占空比前饋控制依賴于被控系統(tǒng)數(shù)學模型的準確建立，依然存在對變換器參數(shù)變化及內(nèi)、外部擾動敏感的不足。為此，現(xiàn)有的解決方案是分別設計PFC變換器的CCM控制器和DCM控制器，實現(xiàn)對變換器不同導通模式下平均電感電流的有效控制。但是，需要設計額外的
模式識別算法或者
硬件檢測電路以準確實時識別變換器的導通模式，無疑增加了實現(xiàn)難度或硬件電路復雜度。此外，預測控制擁有高動態(tài)響應、清晰的物理概念等技術優(yōu)勢，但是，預測控制本質上是依賴于模型的控制方法，同樣存在對變換器參數(shù)變化及內(nèi)、外部擾動敏感的不足。
發(fā)明內(nèi)容
[0005] 本發(fā)明的目的在于提供一種Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)及其控制方法，該控制系統(tǒng)及其控制方法不僅能夠有效提升對變換器參數(shù)變化及內(nèi)、外部擾動的魯棒性，還能夠避免額外的模式識別算法或硬件檢測電路，同時提高電流控制環(huán)路的動態(tài)響應速度，有效改善變換器在中輕載運行工況中的電流控制性能。
[0006] 為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用了以下技術方案：
[0007] 一種Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)，包括Boost?PFC變換器系統(tǒng)、電流內(nèi)環(huán)控
制模塊和電壓外環(huán)
控制模塊。
[0008] 具體地說，所述Boost變換器系統(tǒng)包括輸入電源vin、
二極管整流橋、升壓電感L、功率開關器件S、
續(xù)流二極管D0、輸出電容Co、負載、電流
傳感器、輸入電壓傳感器和
輸出電壓傳感器；所述二極管整流橋包括二極管D1、二極管D2、二極管D3和二極管D4；所述輸入電源vin的一端接二極管D1的
陽極，另一端接二極管D2的陽極；所述二極管D1和二極管D2的
陰極均經(jīng)升壓電感L接續(xù)流二極管D0的陽極；所述二極管D1的陽極接二極管D3的陰極，二極管D2的陽極接二極管D4的陰極，二極管D3和二極管D4的陽極均接地；所述功率開關器件S的源極接地，漏極接續(xù)流二極管D0的陽極；所述輸出電容Co的一端接地，另一端接續(xù)流二極管D0的陰極；所述負載并聯(lián)在輸出電容Co的兩端；所述輸入電壓傳感器接二極管D1的陽極，所述輸出電壓傳感器的輸入端接續(xù)流二極管D0的陰極；所述電流傳感器的輸入端連接在二極管D4的陽極與功率開關器件S的源極之間的支路上。
[0009] 所述電流內(nèi)環(huán)控制模塊包括參考電流生成模塊、無模型預測電流控制器和PWM調制模塊；所述電壓外環(huán)控制模塊包括陷波器和PI電壓控制器；所述陷波器的輸入端接輸出電壓傳感器的輸出端，陷波器的輸出端接PI電壓控制器的輸入端，PI電壓控制器的輸出端接參考電流生成模塊的第一輸入端；參考電流生成模塊的第二輸入端接輸入電壓傳感器的輸出端，參考電流生成模塊的輸出端接無模型預測電流控制器的第一輸入端；無模型預測電流控制器的第二輸入端接電流傳感器的輸出端，無模型預測電流控制器的輸出端接PWM調制模塊的輸入端；PWM調制模塊的輸出端接功率開關器件S的
門極。
[0010] 進一步的，所述輸入電源為交流電源。
[0011] 本發(fā)明還涉及一種上述Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)的控制方法，該方法包括以下步驟：
[0012] (1)采用電壓外環(huán)控制模塊，對第k個
采樣周期Tk中的輸出電壓vo[k]和輸出電壓參考值vo_ref[k]進行處理，獲取第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值 其中，k為正整數(shù)。
[0013] (2)采用參考電流生成模塊對第k個采樣周期Tk中的參考輸入電流幅值 和輸入電壓vin[k]進行處理，獲得第k個采樣周期Tk的電感電流參考值
[0014] (3)根據(jù)第k-nF個采樣周期Tk-nF的電感電流iL[k-nF]至第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]、第k-nF-2個采樣周期 的占空比控制
信號d[k-nF-2]至第k-2個采樣周期Tk-2的占空比
控制信號d[k-2]，求得第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值[0015] (4)根據(jù)第k個采樣周期中的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 占空比控制信號d[k]和占空比系數(shù)α[k]，建立不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型，并對統(tǒng)一超局部模型進行離散化處理。
[0016] (5)根據(jù)離散化的統(tǒng)一超局部模型，設計匹配的無模型預測電流控制器，采用無模型預測電流控制器求得第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]。
[0017] (6)利用第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]對PWM調制模塊中的三
角載波信號進行調制處理，獲得第k個采樣周期Tk的功率開關器件驅動信號S[k]，從而控制Boost?PFC變換器的功率開關器件動作，實現(xiàn)對Boost?PFC變換器的電感電流控制。
[0018] 進一步的，步驟(1)中所述的“采用電壓外環(huán)控制模塊，獲取第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值 ”，其具體包括以下步驟：
[0019] 在第k個采樣周期Tk中，利用輸出電壓傳感器獲得第k個采樣周期Tk的輸出電壓vo[k]，將第k個采樣周期Tk的輸出電壓參考值vo_ref[k]與第k個采樣周期Tk的輸出電壓vo[k]進行相減運算處理，獲得第k個采樣周期Tk的輸出電壓誤差值ev[k]，將第k個采樣周期Tk的輸出電壓誤差值ev[k]經(jīng)過陷波器處理后，輸入PI電壓控制器獲得第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值
[0020] 進一步的，步驟(2)中所述的“采用參考電流生成模塊對第k個采樣周期Tk中的參考輸入電流幅值 和輸入電壓vin[k]進行處理，獲得第k個采樣周期Tk的電感電流參考值 其具體包括以下步驟：
[0021] 在第k個采樣周期Tk中，利用輸入電壓傳感器獲得第k個采樣周期Tk的輸入電壓vin[k]，利用參考電流生成模塊對第k個采樣周期Tk的輸入電壓vin[k]和第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值 進行處理，獲得第k個采樣周期Tk的電感電流參考值
[0022] 進一步的，步驟(3)中所述的“根據(jù)第k-nF個采樣周期 的電感電流iL[k-nF]至第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]、第k-nF-2個采樣周期 的占空比控制信號d[k-nF-2]至第k-2個采樣周期Tk-2的占空比控制信號d[k-2]，求得第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 ”，其具體包括以下步驟：
[0023] (31)在第k個采樣周期Tk中，利用電流傳感器獲得第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]。
[0024] (32)在第k個采樣周期Tk中，根據(jù)第k-nF個采樣周期 的電感電流iL[k-nF]至第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]、第k-nF-2個采樣周期 的占空比控制信號d[k-nF-2]至第k-2個采樣周期Tk-2的占空比控制信號d[k-2]，利用式(1)獲得第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值
[0025]
[0026] 式(1)中， 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；nF表示數(shù)據(jù)窗口長度，取正整數(shù)；k為正整數(shù)；m為k-nF+1至k之間的整數(shù)(包含k-nF+1和k)；T為采樣周期；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；iL[m-1]表示第m-1個采樣周期Tm-1的電感電流；iL[m]表示第m個采樣周期Tm的電感電流；d[m-3]表示第m-3個采樣周期Tm-3的占空比控制信號；d[m-2]表示第m-2個采樣周期Tm-2的占空比控制信號；當m≤0時，iL[m-1]＝iL[m]＝0；當m≤2時，d[m-3]＝d[m-2]＝0。
[0027] 進一步的，步驟(4)中所述的“根據(jù)第k個采樣周期中的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 占空比控制信號d[k]和占空比系數(shù)α[k]，建立不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型，并對統(tǒng)一超局部模型進行離散化處理；”，其具體包括以下步驟：
[0028] (41)利用第k個采樣周期Tk的的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]和占空比系數(shù)α[k]，建立不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型如式(2)所示：
[0029]
[0030] 式(2)中， 表示電感電流的一階微分； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號。
[0031] (42)采用式(3)對Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型離散化；
[0032]
[0033] 式(3)中，iL[k+2]表示第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流；iL[k]表示第k個采樣周期Tk的電感電流；T為采樣周期； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號。
[0034] 進一步的，步驟(5)所述的“根據(jù)離散化的統(tǒng)一超局部模型，設計匹配的無模型預測電流控制器，采用無模型預測電流控制器求得第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]；”，其具體包括以下步驟：
[0035] 為了準確跟蹤第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值 采用第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值 代替式(3)中第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流iL[k+2]，利用式(4)求得第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]。
[0036]
[0037] 式(4)中，d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號；T為采樣周期；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)； 表示第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值；iL[k]表示第k個采樣周期Tk的電感電流； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值。
[0038] 由以上技術方案可知，本發(fā)明建立了不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型，在克服控制器對系統(tǒng)參數(shù)依賴的同時，實現(xiàn)了對變換器運行于不同導通模式時的自適應建模，避免了額外的模式識別算法或硬件檢測電路；基于統(tǒng)一超局部模型設計無模型預測電流控制器，提高了電流控制環(huán)路的動態(tài)響應速度，有效改善了變換器在中輕載運行工況中的電流控制性能。
附圖說明
[0039] 圖1是本發(fā)明中控制系統(tǒng)的原理
框圖；
[0040] 圖2是本發(fā)明中控制方法的方法
流程圖；
[0041] 圖3是25％額定輸出功率時PI電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)仿真
波形圖；
[0042] 圖4是25％額定輸出功率時無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)仿真波形圖；
[0043] 圖5是100％額定輸出功率時無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)仿真波形圖；
[0044] 圖6是25％額定輸出功率時PI電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)實驗波形圖；
[0045] 圖7是25％額定輸出功率時無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)實驗波形圖；
[0046] 圖8是100％額定輸出功率時無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流的穩(wěn)態(tài)實驗波形圖；
[0047] 圖9是負載功率由50％額定輸出功率跳變至100％額定輸出功率的無模型預測電流控制系統(tǒng)動態(tài)實驗波形圖；
[0048] 圖10是負載功率由100％額定輸出功率跳變至50％額定輸出功率的無模型預測電流控制系統(tǒng)動態(tài)實驗波形圖；
[0049] 圖11是無模型預測電流控制和PI電流控制的Boost?PFC變換器輸入電流總諧波畸變率的曲線圖；
[0050] 圖12是無模型預測電流控制和PI電流控制的Boost?PFC變換器輸入電流功率因數(shù)的曲線圖；
[0051] 圖13是25％額定輸出功率時無模型預測電流控制和PI電流控制的諧波電流的柱狀圖。
具體實施方式
[0052] 下面結合附圖對本發(fā)明做進一步說明：
[0053] 如圖1所示的一種Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)，包括Boost?PFC變換器系統(tǒng)、電流內(nèi)環(huán)控制模塊和電壓外環(huán)控制模塊。
[0054] 具體地說，所述Boost變換器系統(tǒng)包括輸入電源vin、二極管整流橋、升壓電感L、功率開關器件S、續(xù)流二極管D0、輸出電容Co、負載、電流傳感器、輸入電壓傳感器和輸出電壓傳感器；所述二極管整流橋包括二極管D1、二極管D2、二極管D3和二極管D4；所述輸入電源vin的一端接二極管D1的陽極，另一端接二極管D2的陽極；所述二極管D1和二極管D2的陰極均經(jīng)升壓電感L接續(xù)流二極管D0的陽極；所述二極管D1的陽極接二極管D3的陰極，二極管D2的陽極接二極管D4的陰極，二極管D3和二極管D4的陽極均接地；所述功率開關器件S的源極接地，漏極接續(xù)流二極管D0的陽極；所述輸出電容Co的一端接地，另一端接續(xù)流二極管D0的陰極；所述負載并聯(lián)在輸出電容Co的兩端；所述輸入電壓傳感器接二極管D1的陽極，所述輸出電壓傳感器的輸入端接續(xù)流二極管D0的陰極；所述電流傳感器的輸入端連接在二極管D4的陽極與功率開關器件S的源極之間的支路上。
[0055] 所述電流內(nèi)環(huán)控制模塊包括參考電流生成模塊、無模型預測電流控制器和PWM調制模塊；所述電壓外環(huán)控制模塊包括陷波器和PI電壓控制器；所述陷波器的輸入端接輸出電壓傳感器的輸出端，陷波器的輸出端接PI電壓控制器的輸入端，PI電壓控制器的輸出端接參考電流生成模塊的第一輸入端；參考電流生成模塊的第二輸入端接輸入電壓傳感器的輸出端，參考電流生成模塊的輸出端接無模型預測電流控制器的第一輸入端；無模型預測電流控制器的第二輸入端接電流傳感器的輸出端，無模型預測電流控制器的輸出端接PWM調制模塊的輸入端；PWM調制模塊的輸出端接功率開關器件S的門極。
[0056] 進一步的，所述輸入電源為交流電源。
[0057] 本發(fā)明所述的Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)的工作原理為：
[0058] 所述Boost?PFC變換器系統(tǒng)由輸入電源vin供電，經(jīng)過不可控二極管整流橋的整流處理獲得脈動的半波直流電壓，在功率開關器件S的導通和關斷作用下，利用升壓電感L的儲能作用、續(xù)流二極管D的續(xù)流作用和輸出電容Co的儲能作用，完成對Boost?PFC變換器的電感電流控制，從而實現(xiàn)Boost?PFC變換器的功率因數(shù)校正和穩(wěn)定輸出電壓的功能。
[0059] 實際的輸出電壓信號連接輸出電壓傳感器的輸入端，利用輸出電壓傳感器檢測獲得采樣輸出電壓，電壓外環(huán)控制模塊利用采樣輸出電壓與輸出電壓參考值進行相減運算獲得輸出電壓的誤差值，輸出電壓誤差值輸入陷波器，利用陷波器消除電壓環(huán)路中的二倍頻紋波的影響，陷波器的輸出端與PI電壓控制器的輸入端相連接，陷波器的
輸出信號傳輸?shù)絇I電壓控制器，經(jīng)過PI電壓控制器的調節(jié)作用獲得參考輸入電流的幅值信號，PI電壓控制器的輸出端與參考電流生成模塊的第一輸入端相連接，PI電壓控制器生成的參考輸入電流幅值信號將傳輸?shù)絽⒖茧娏魃赡K。
[0060] 實際的輸入電壓信號連接輸入電壓傳感器的輸入端，利用輸入電壓傳感器檢測獲得采樣輸入電壓，輸入電壓傳感器的輸出端與電流內(nèi)環(huán)控制模塊中的參考電流生成模塊的第二輸入端相連接，將采樣輸入電壓輸入?yún)⒖茧娏魃赡K，參考電流生成模塊對采樣輸入電壓進行絕對值運算和單位化運算，獲得單位化的半波正弦信號，將單位化的半波正弦信號與參考輸入電流幅值信號進行相乘運算獲得電感電流參考信號。參考電流生成模塊的輸出端與無模型預測電流控制器的第一輸入端相連接，參考電流生成模塊輸出的電感電流參考信號將輸入無模型預測電流控制器。實際的電感電流信號連接電流傳感器的輸入端，利用電流傳感器檢測獲得采樣電感電流，電流傳感器的輸出端與無模型預測電流控制器的第二輸入端相連接，將采樣電感電流輸入無模型預測電流控制器。
[0061] 無模型預測電流控制器中包含了 值估計模塊和無模型預測電流控制算法模塊。值估計模塊利用采樣電感電流信號和占空比控制信號進行運算生成估計值 無模型預測電流控制算法模塊利用估計值 采樣電感電流信號和電感電流參考信號，生成占空比控制信號。無模型預測電流控制器的輸出端與PWM調制模塊的輸入端相連接，無模型預測電流控制器生成的占空比控制信號輸入PWM調制模塊。利用占空比控制信號對PWM調制模塊中的三角載波信號進行調制處理，生成功率開關器件的驅動信號。PWM調制模塊的輸出端與功率開關器件的門極輸入端相連接，PWM調制模塊生成的驅動信號輸入功率開關器件，驅動功率開關器件的導通與關斷動作，實現(xiàn)對Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制。
[0062] 如圖2所示，本發(fā)明還涉及一種上述Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制系統(tǒng)的控制方法，該方法包括以下步驟：
[0063] S1、定義正整數(shù)k，采用電壓外環(huán)控制模塊中的陷波器和PI控制器，對第k個采樣周期Tk中的輸出電壓vo[k]和輸出電壓參考值vo_ref[k]進行處理，獲取第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值 具體地說，在第k個采樣周期Tk中，利用輸出電壓傳感器獲得第k個采樣周期Tk的輸出電壓vo[k]，將第k個采樣周期Tk的輸出電壓參考值vo_ref[k]與第k個采樣周期Tk的輸出電壓vo[k]進行相減運算處理，獲得第k個采樣周期Tk的輸出電壓誤差值ev[k]，將第k個采樣周期Tk的輸出電壓誤差值ev[k]經(jīng)過陷波器處理后，輸入PI電壓控制器獲得第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值
[0064] S2、采用參考電流生成模塊對第k個采樣周期Tk中的參考輸入電流幅值 和輸入電壓vin[k]進行處理，獲得第k個采樣周期Tk的電感電流參考值 具體地說，在第k個采樣周期Tk中，利用輸入電壓傳感器獲得第k個采樣周期Tk的輸入電壓vin[k]，利用參考電流生成模塊對第k個采樣周期Tk的輸入電壓vin[k]和第k個采樣周期Tk的參考輸入電流幅值 進行處理，獲得第k個采樣周期Tk的電感電流參考值
[0065] S3、根據(jù)第k-nF個采樣周期 的電感電流iL[k-nF]至第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]、第k-nF-2個采樣周期 的占空比控制信號d[k-nF-2]至第k-2個采樣周期Tk-2的占空比控制信號d[k-2]，求得第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 S3具體包括以下步驟：
[0066] S31、在第k個采樣周期Tk中，利用電流傳感器獲得第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]。
[0067] S32、在第k個采樣周期Tk中，根據(jù)第k-nF個采樣周期 的電感電流iL[k-nF]至第k個采樣周期Tk的電感電流iL[k]、第k-nF-2個采樣周期 的占空比控制信號d[k-nF-2]至第k-2個采樣周期Tk-2的占空比控制信號d[k-2]，利用式(1)獲得第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值
[0068]
[0069] 式(1)中， 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；nF表示數(shù)據(jù)窗口長度，取正整數(shù)；k為正整數(shù)；m為k-nF+1至k之間的整數(shù)(包含k-nF+1和k)；T為采樣周期；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；iL[m-1]表示第m-1個采樣周期Tm-1的電感電流；iL[m]表示第m個采樣周期Tm的電感電流；d[m-3]表示第m-3個采樣周期Tm-3的占空比控制信號；d[m-
2]表示第m-2個采樣周期Tm-2的占空比控制信號；當m≤0時，iL[m-1]＝iL[m]＝0；當m≤2時，d[m-3]＝d[m-2]＝0。
[0070] 以計算第10個采樣周期T10的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 為例，選取采樣周期T為20微妙，數(shù)據(jù)窗口長度nF為12，占空比系數(shù)α[k]為 電感值L為500微亨，根據(jù)式(1)計算可獲得
[0071]
[0072]
[0073] 其中， 表示第10個采樣周期T10的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；vo[10]表示第10個采樣周期T10中的輸出電壓；m為-1至10之間的整數(shù)(包含-1和10)；iL[m-1]表示第m-1個采樣周期Tm-1的電感電流；iL[m]表示第m個采樣周期Tm的電感電流；d[m-3]表示第m-3個采樣周期Tm-3的占空比控制信號；d[m-2]表示第m-2個采樣周期Tm-2的占空比控制信號；當m≤0時，iL[m-1]＝iL[m]＝0，即iL[-2]＝iL[-1]＝iL[0]＝0；當m≤2時，d[m-3]＝d[m-2]＝0，d[-4]＝d[-3]＝d[-2]＝d[-1]＝d[0]＝0；當計算 的計算式展開時，式中所包含的iL[1]…iL[10]可由步驟S31獲得，式中所包含的d[0]…d[8]可由之前的采樣周期中計算獲得。
[0074] S4、根據(jù)第k個采樣周期中的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 占空比控制信號d[k]和占空比系數(shù)α[k]，建立不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型，并對統(tǒng)一超局部模型進行離散化處理。步驟S4具體包括以下步驟：
[0075] S41、利用第k個采樣周期Tk的的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值 第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]和占空比系數(shù)α[k]，建立不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型如式(2)所示：
[0076]
[0077] 式(2)中， 表示電感電流的一階微分； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號。
[0078] S42、采用式(3)對Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型離散化；
[0079]
[0080] 式(3)中，iL[k+2]表示第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流；iL[k]表示第k個采樣周期Tk的電感電流；T為采樣周期； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)；d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號。
[0081] S5、根據(jù)離散化的統(tǒng)一超局部模型，設計匹配的無模型預測電流控制器，采用無模型預測電流控制器求得第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]。步驟S5具體包括以下步驟：
[0082] 為了準確跟蹤第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值 采用第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值 代替式(3)中第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流iL[k+2]，利用式(4)求得第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]。
[0083]
[0084] 式(4)中，d[k]表示第k個采樣周期Tk的占空比控制信號；T為采樣周期；α[k]是由設計者整定的占空比系數(shù)； 表示第k+2個采樣周期Tk+2的電感電流參考值；iL[k]表示第k個采樣周期Tk的電感電流； 表示第k個采樣周期Tk的系統(tǒng)已知量和未知量的估計值。
[0085] S6、利用第k個采樣周期Tk的占空比控制信號d[k]對PWM調制模塊中的三角載波信號進行調制處理，獲得第k個采樣周期Tk的功率開關器件驅動信號S[k]，從而控制Boost?PFC變換器的功率開關器件動作，實現(xiàn)對Boost?PFC變換器的電感電流控制。對第k個采樣周期的Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制完成后，將k+1賦值給k，并返
回執(zhí)行步驟S1，進行下一采樣周期的控制，從而實現(xiàn)對Boost?PFC變換器的實時的無模型預測電流控制。
[0086] 由于Boost?PFC變換器在中輕載運行時存在電感電流的斷續(xù)導通模式，而線性的PI電流控制器難以有效地控制平均電感電流，導致輸入電流存在較為嚴重的畸變。因此，為改善輸入電流
質量，本發(fā)明提出一種基于Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型并結合預測控制方法，建立了無模型預測電流控制器以生成合適的占空比控制信號并提高電流環(huán)路的響應速度。本發(fā)明提出了Boost? PFC變換器的無模型預測電流控制(Model-Free?Predictive?current?Control，MFPCC)，首先基于無模型控制建立變換器的占空比和平均電感電流之間的統(tǒng)一超局部模型，結合預測控制設計Boost?PFC變換器的無模型預測電流控制器，旨在克服控制器對系統(tǒng)參數(shù)依賴的同時，避免額外的模式識別算法或硬件檢測電路，實現(xiàn)對變換器在不同導通模式下的平均電感電流控制，降低中輕載運行工況時輸入電流的THD并有效提升其功率因數(shù)，提高變換器的輸入電流質量。
[0087] 基于Matlab/simulink仿真和1000W功率等級樣機實驗，驗證了本發(fā)明所述的無模型預測電流控制方法的有效性。
[0088] Matlab/simulink仿真的具體過程如下：
[0089] 通過Matlab/simulink
軟件，建立如圖1所示的無模型預測電流控制的Boost?PFC變換器控制系統(tǒng)仿真模型。基于相同的電壓外環(huán)控制模塊，分別設計電流內(nèi)環(huán)控制模塊中的無模型預測電流控制器和PI電流控制器，變換器主電路參數(shù)為：額定功率1000W，交流輸入電壓110V/50Hz，直流輸出電壓360V，升壓電感500μH，輸出電容990μF，開關
頻率50kHz，電流
采樣頻率50kHz。為了兼顧系統(tǒng)
穩(wěn)定性和動態(tài)響應速度，選擇電流內(nèi)環(huán)控制模塊的PI電流控制器帶寬為20000rad/s，相位裕度為45°，其對應的控制參數(shù)Kp＝0.0273，Ki＝102.4；選擇電壓外環(huán)控制模塊的PI電壓控制器帶寬為83rad/s，相位裕度為57°，其對應的控制參數(shù)Kp＝0.362，Ki＝11.7。無模型預測電流控制器中，估計值 的數(shù)據(jù)窗口長度nF＝12，α[k]選取為
[0090] Matlab/simulink系統(tǒng)仿真研究結果如圖3～圖5所示，其中iin代表變換器的輸入電流，iin_ref代表變換器的參考輸入電流。系統(tǒng)輸出25％額定功率時，電流導通模式為MCM，PI電流控制的Boost?PFC變換器系統(tǒng)輸入電流波形如圖3所示，輸入電流存在較為嚴重的畸變，主要原因是PI電流控制器的響應速度不足以及DCM區(qū)域運行時PI電流控制效果欠佳所致。無模型預測電流控制的Boost?PFC變換器系統(tǒng)輸入電流波形如圖4所示，與PI電流控制器的控制效果相比較，無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流畸變情況得到了改善，究其原因是無模型預測電流控制器具有快速響應速度以及在DCM運行區(qū)域對電流的有效控制。如圖5所示為無模型預測電流控制的系統(tǒng)在100％額定輸出功率時的輸入電流波形，變換器完全工作于CCM，輸入電流實現(xiàn)了對參考輸入電流很好的跟蹤。
[0091] 1000W額定功率等級樣機實驗的具體過程為：
[0092] 制作1000W額定功率等級的Boost?PFC變換器系統(tǒng)實驗樣機，對本發(fā)明所提出的控制方法進行實驗驗證。通過Chroma可編程交流電源為變換器供電，變換器負載為Chroma直流
電子負載，同時控制代碼自動生成并下載至dSPACE/DS1007，生成控制Boost?PFC變換器的占空比信號。實驗樣機的主電路參數(shù)為：額定功率1000W，交流輸入電壓110V/50Hz，直流輸出電壓360V，升壓電感500μH，輸出電容990μF，開關頻率50kHz，電流采樣頻率50kHz。實驗研究中，仍然基于相同的電壓外環(huán)控制模塊，針對電流內(nèi)環(huán)控制模塊分別設計無模型預測電流控制器和PI電流控制器。同時，電流內(nèi)環(huán)控制模塊中的PI電流控制器依然設定帶寬為20000rad/s，相位裕度為45°，其對應的控制參數(shù)依然為Kp＝0.0273，Ki＝102.4；電壓外環(huán)控制模塊中的PI電壓控制器帶寬為83rad/s，相位裕度為57°，其對應的控制參數(shù)為Kp＝
0.362，Ki＝11.7。無模型預測電流控制器中，估計值 的數(shù)據(jù)窗口長度nF＝12，α[k]選取為基于實驗樣機平臺，開展無模型預測電流控制器與PI電流控制器的系統(tǒng)控制性能的實驗對比研究。
[0093] 1000W功率等級樣機實驗的實驗結果為：系統(tǒng)輸出25％額定功率時，PI電流控制的Boost?PFC變換器系統(tǒng)實測輸入電流波形如圖6所示，無模型預測電流控制的系統(tǒng)輸入電流波形如圖7所示，實驗結果表明：所提出的無模型預測電流控制能夠明顯改善PI電流控制的Boost?PFC變換器系統(tǒng)在DCM區(qū)域運行時出現(xiàn)的輸入電流畸變。圖8顯示了100％額定輸出功率時無模型預測電流控制的系統(tǒng)實測輸入電流，輸入電流很好地實現(xiàn)了對參考輸入電流的跟蹤。圖9顯示了負載功率由50％額定輸出功率跳變至100％額定輸出功率的無模型預測電流控制系統(tǒng)實測動態(tài)波形，圖10顯示了負載功率由100％額定功率跳變至50％額定輸出功率的無模型預測電流控制系統(tǒng)實測動態(tài)波形，實測結果表明：即使出現(xiàn)負載功率跳變，所提出的無模型預測電流控制能夠使受控的Boost?PFC變換器系統(tǒng)兼具擁有優(yōu)越的動態(tài)控制性能和穩(wěn)態(tài)運行性能。實測的不同輸出功率、不同控制方法下Boost?PFC變換器的輸入電流總諧波畸變率、功率因數(shù)如圖11和圖12所示。圖11和圖12清楚地揭示出，本發(fā)明所提出的無模型預測電流控制的系統(tǒng)控制效果整體優(yōu)于PI控制，特別是在系統(tǒng)低負載功率輸出時，無模型預測電流控制明顯改善了輸入電流的THD值和PF值，實現(xiàn)了Boost?PFC變換器輸入電流質量的明顯提升。圖13顯示了25％的額定輸出功率時無模型預測電流控制和PI電流控制的諧波電流。從圖13可以看出，相對于PI電流控制而言，無模型預測電流控制具有更小的低次諧波電流，這也是無模型預測電流控制中輸入電流的THD值得以降低的重要原因。此外，圖13還顯示了諧波電流抑制標準IEC61000-3-2，可以看出無模型預測電流控制和PI電流控制均可滿足諧波抑制要求。但是，由于PI電流控制包含更多的低次諧波電流，這將會導致輸入電流的質量下降。
[0094] 本發(fā)明建立了不同導通模式下的Boost?PFC變換器的統(tǒng)一超局部模型，在克服控制器對系統(tǒng)參數(shù)依賴的同時，實現(xiàn)了對變換器運行于不同導通模式時的自適應建模，避免了額外的模式識別算法或硬件檢測電路；基于統(tǒng)一超局部模型設計無模型預測電流控制器，提高了電流控制環(huán)路的動態(tài)響應速度，有效改善了變換器在中輕載運行工況中的電流控制性能。
[0095] 以上所述的
實施例僅僅是對本發(fā)明的優(yōu)選實施方式進行描述，并非對本發(fā)明的范圍進行限定，在不脫離本發(fā)明設計精神的前提下，本領域普通技術人員對本發(fā)明的技術方案作出的各種
變形和改進，均應落入本發(fā)明
權利要求書確定的保護范圍內(nèi)。
