技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本
發(fā)明涉及一種載波同步實(shí)現(xiàn)方法，特別涉及一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，屬于通信
信號(hào)處理領(lǐng)域。
背景技術(shù)
[0002] 太赫茲波的頻段在0.1～10THz，
波長(zhǎng)在30μm～3mm之間，是介于
微波與紅外之間的
電磁波，其
頻率比現(xiàn)有微波通信要高出l～4個(gè)數(shù)量級(jí)。太赫茲通信具有帶寬資源豐富，傳輸速率高，傳輸干擾小等特點(diǎn)，適應(yīng)了未來(lái)通信系統(tǒng)中高速無(wú)線傳輸?shù)膽?yīng)用需求，然而高傳輸速率也增大了
信號(hào)處理的難度。
[0003] 在無(wú)線通信過(guò)程中，由于信號(hào)發(fā)射端和接收端之間的相對(duì)運(yùn)動(dòng)以及衛(wèi)星時(shí)鐘和接收機(jī)晶振的頻率漂移等原因，接收信號(hào)的
載波頻率將隨著時(shí)間而不斷變化，尤其當(dāng)信號(hào)調(diào)制在太赫茲頻段的載波上時(shí)，過(guò)高的載波頻率會(huì)產(chǎn)生幾兆到幾十兆赫茲的多普勒頻偏，遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于現(xiàn)有通信過(guò)程中產(chǎn)生的頻偏。由于太赫茲波的大氣衰減較強(qiáng)，所以太赫茲頻段通信目前只適用于衛(wèi)星間、星地間及地面間短距離的寬帶移動(dòng)通信。在衛(wèi)星通信中，若載波頻率為0.1～10THz，則產(chǎn)生的多普勒頻偏為幾兆甚至數(shù)十兆赫茲，并且頻偏大小隨著載波頻率的增加呈線性增長(zhǎng)。若用傳統(tǒng)
數(shù)字信號(hào)處理的方式處理接收到的調(diào)制信號(hào)，根據(jù)奈奎斯特
采樣定理，對(duì)解調(diào)后的基帶信號(hào)進(jìn)行采樣，需要設(shè)計(jì)大帶寬
濾波器，并且采樣率將高達(dá)數(shù)十GHz，從
硬件設(shè)計(jì)以及信號(hào)處理實(shí)時(shí)性的
角度考慮都很難實(shí)現(xiàn)。另外，在遠(yuǎn)距通信(比如衛(wèi)星通信)、遮擋以及強(qiáng)干擾等條件下，接收信號(hào)的
信噪比極低，因此無(wú)論在太赫茲通信還是現(xiàn)有的微波通信中，研究低信噪比條件下的
載波頻偏估計(jì)均具有非常重要的現(xiàn)實(shí)意義。
[0004] 1994年，Michael?P.Fitz(“Further?Results?in?the?Fast?Estimation?of?a?Single?Frequency”)通過(guò)將不同延遲的自相關(guān)
相位進(jìn)行加權(quán)平均來(lái)提取頻率，但
算法的頻率估計(jì)范圍受限于參與計(jì)算的最大自相關(guān)延遲,當(dāng)該算法應(yīng)用在太赫茲頻段時(shí)，會(huì)產(chǎn)生相對(duì)較大的頻偏，利用此算法已無(wú)法進(jìn)行糾正。2005年，Noels?N，Stee?ndam?H，moeneclaey?M(“Carrier?phase?and?frequency?estimation?for? pilot-symbol?assisted?transmissionbounds?and?algorithm”)提出了基于等間隔導(dǎo)頻符號(hào)設(shè)置的半掃盲頻偏估計(jì)方法，估計(jì)
精度得到進(jìn)一步提高，但存在信噪比
門(mén)限較高的問(wèn)題。2006年，Brain?D，Ronan?F(“Design?offorth?order?digital?PLLs?using?filter?prototype”)用Butterworth等
低通濾波器原型設(shè)計(jì)了一種帶寬為20MHz的數(shù)字
鎖相環(huán)，進(jìn)行頻偏的捕捉，然而在信號(hào)帶寬為數(shù)十GHz的太赫茲通信中，用傳統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法會(huì)存在采樣率過(guò)大無(wú)法實(shí)現(xiàn)的問(wèn)題，所以該方法已不再適用。以上載波同步實(shí)現(xiàn)方法應(yīng)用于太赫茲高速通信中時(shí)，都存在采樣率過(guò)高，硬件難以實(shí)現(xiàn)以及低信噪比下不適用等問(wèn)題。
發(fā)明內(nèi)容
[0005] 針對(duì)
現(xiàn)有技術(shù)太赫茲通信系統(tǒng)產(chǎn)生的高載波頻偏以及采樣率高導(dǎo)致的信號(hào)處理難度提高、硬件開(kāi)銷(xiāo)過(guò)大的問(wèn)題。本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法要解決的技術(shù)問(wèn)題為：在太赫茲通信中通過(guò)擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)(Pseudo-Noise?Code,PN)序列導(dǎo)頻的輔助來(lái)實(shí)現(xiàn)在低信噪比、低采樣率條件下的載波同步；由于擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻的帶寬相對(duì)于數(shù)據(jù)信號(hào)帶寬較窄，故能夠用低采樣率的
模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC對(duì)基帶信號(hào)采樣，轉(zhuǎn)換為低速數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，降
低信號(hào)處理運(yùn)算量，從而降低硬件
電路設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。
[0006] 本發(fā)明是通過(guò)下述技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的。
[0007] 本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，發(fā)送端將插入了低功率擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)輸入至
數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC，DAC輸出的
模擬信號(hào)與太赫茲載波進(jìn)行模擬混頻后，由天線發(fā)送到無(wú)線信道。接收端將天線收到的無(wú)線信號(hào)通過(guò)低噪聲
放大器后，利用本地兩路
正交的太赫茲載波分別與
低噪聲放大器輸出的信號(hào)相乘進(jìn)行正交混頻，得到I,Q兩路基帶信號(hào)。為提取基帶信號(hào)中的導(dǎo)頻部分，利用窄帶低通濾波器對(duì)正交混頻之后的I,Q兩路信號(hào)進(jìn)行濾波，濾除大部分?jǐn)?shù)據(jù)基帶信號(hào)，使導(dǎo)頻部分得以保留。再通過(guò)對(duì)導(dǎo)頻部分的捕獲、
跟蹤，實(shí)現(xiàn)對(duì)導(dǎo)頻載波
頻率偏移量，即數(shù)據(jù)信號(hào)載波頻率偏移量的實(shí)時(shí)精確計(jì)算。用實(shí)時(shí)計(jì)算得到的頻率偏移量修正接收端混頻時(shí)的載波頻率，以完成載波同步。載波同步完成后，將上述模擬正交混頻得到的I路信號(hào)經(jīng)過(guò)寬帶低通濾波器濾除位于太赫茲載波二倍頻處的高頻分量，使發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)得以恢復(fù)。
[0008] 本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，包括如下步驟：
[0009] 步驟一，發(fā)送端在數(shù)據(jù)基帶信號(hào)中插入低功率擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)(Pseudo-Noise?Code,PN)序列
導(dǎo)頻信號(hào)。
[0010] 發(fā)送端在信息速率為Rb的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)中插入速率為Rc的低功率擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)(Pseudo-Noise?Code,PN)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)，即，基帶信號(hào)m1(t)是數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)與擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的組合信號(hào)，表示為：
[0011] m1(t)＝m(t)+c(t)???(1)
[0012] 所述的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)為經(jīng)過(guò)直接序列擴(kuò)頻的偽隨機(jī)序列。擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的帶寬需遠(yuǎn)窄于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的帶寬，擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率遠(yuǎn)低于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的功率。
[0013] 所述的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的帶寬需遠(yuǎn)窄于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的帶寬，優(yōu)選擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的帶寬需比數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的帶寬窄3個(gè)數(shù)量級(jí)。
[0014] 所述的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率遠(yuǎn)低于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的功率，優(yōu)選所述的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率低于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的功率20至30dB。
[0015] 步驟二，將插入了低功率擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻c(t)的基帶信號(hào)m1(t)輸入至
數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC，數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC輸出的模擬信號(hào)與頻率為fTHz的太赫茲載波進(jìn)行模擬混頻，使DAC輸出的模擬信號(hào)的
頻譜搬移至太赫茲頻段，再經(jīng)過(guò)
功率放大器由天線發(fā)送到無(wú)線信道。發(fā)送至無(wú)線信道的信號(hào)msend(t)表示為：
[0016] msend(t)＝m1(t)cos(2πfTHzt+θ0)???(2)
[0017] 其中，fTHz為太赫茲載波的頻率，θ0為太赫茲載波的初始相位。
[0018] 步驟三，接收端將天線收到的無(wú)線信號(hào)通過(guò)低噪聲放大器后，利用本地兩路頻率為fTHz的正交載波分別與低噪聲放大器輸出的信號(hào)相乘進(jìn)行正交混頻，得到I,Q兩路基帶信號(hào)i(t)和q(t)。
[0019] 由于信道噪聲以及接收機(jī)啟動(dòng)時(shí)間隨機(jī)性等因素的影響，接收端信號(hào)mrece(t)表示為：
[0020]
[0021] 其中，n(t)表示信道噪聲，ms′end(t)表示接收信號(hào)中的有用信號(hào)，Δf為載波頻率偏移，Δθ為載波相位偏移，載波頻率偏移Δf和載波相位偏移Δθ引入因素包括由于
收發(fā)信機(jī)的時(shí)鐘不同步和接收機(jī)啟動(dòng)時(shí)間的隨機(jī)性。收發(fā)信機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的
多普勒效應(yīng)以及收發(fā)時(shí)鐘頻率的固有偏差都會(huì)導(dǎo)致載波頻率的偏移。由于收發(fā)時(shí)鐘頻率的固有偏差與多普勒頻偏fd相比小至可忽略，所以在分析時(shí)，將多普勒頻偏fd與載波頻率偏移Δf做等效近似，即Δf≈fd。多普勒頻偏fd計(jì)算公式為：
[0022]
[0023] 其中，v為收發(fā)信機(jī)的相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度，c為光速。
[0024] 接收端將天線收到的無(wú)線信號(hào)通過(guò)低噪聲放大器后，利用本地兩路頻率為fTHz的正交載波分別與低噪聲放大器輸出的信號(hào)相乘進(jìn)行混頻。將本地正弦載波表示為-sin(2πfTHzt+θ0)，余弦載波表示為cos(2πfTHzt+θ0)?；祛l之后的I,Q兩路信號(hào)分別記為i(t)和q(t)，表達(dá)式如下：
[0025]
[0026]
[0027] 步驟四，利用窄帶低通濾波器對(duì)正交混頻之后的I,Q兩路信號(hào)i(t),q(t)進(jìn)行濾波，濾除高頻部分。經(jīng)過(guò)窄帶低通濾波器后的I,Q路信號(hào)分別記為i0(t)和q0(t)。
[0028] 利用窄帶低通濾波器對(duì)正交混頻之后的I,Q兩路信號(hào)i(t),q(t)濾波，濾除高頻部分，得到有偏移量的基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。發(fā)送端擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的帶寬為BPN＝Rc。由于收發(fā)信機(jī)之間相對(duì)運(yùn)動(dòng)的速度v不確定，導(dǎo)致無(wú)法確定頻率偏移量Δf，所以將i(t),q(t)分別通過(guò)帶寬為B的窄帶低通濾波器，所述的窄帶低通濾波器帶寬B不小于Δf+BPN，以確保頻偏信息得以保留。因?yàn)閿U(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的帶寬遠(yuǎn)窄于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的帶寬，所以此窄帶低通濾波器濾除大部分的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)，而剩余的位于窄帶低通濾波器
通帶內(nèi)的殘余數(shù)據(jù)基帶信號(hào)被認(rèn)為是噪聲。將經(jīng)過(guò)窄帶低通濾波器后的I,Q路信號(hào)分別記為i0(t)和q0(t)：
[0029]
[0030]
[0031] 其中， 和 分別為I,Q路的噪聲信號(hào)，噪聲信號(hào)包括信道噪聲以及頻譜位于窄帶低通濾波器通帶內(nèi)的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)。公式(7)、(8)中i0(t)和q0(t)相當(dāng)于有噪聲和頻率偏移量Δf的基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。對(duì)頻率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估計(jì)即是對(duì)i0(t)與q0(t)中正余弦信號(hào)的頻率估計(jì)和相位估計(jì)。
[0032] 步驟五，依據(jù)奈奎斯特采樣定率，將步驟四所得i0(t)和q0(t)信號(hào)通過(guò)低采樣率ADC進(jìn)行采樣，轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)i0(n)和q0(n)進(jìn)行處理。
[0033] 依據(jù)奈奎斯特采樣定律，為了防止信號(hào)頻偏發(fā)生
混疊，采樣率fs需不小于窄帶低通濾波器帶寬B的兩倍。將I,Q兩路信號(hào)i0(t)和q0(t)通
過(guò)采樣率為fs≥2B的低采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC進(jìn)行采樣，變?yōu)閿?shù)字信號(hào)進(jìn)行處理。將采樣之后的I,Q兩路數(shù)字信號(hào)分別記為i0(n)和q0(n)，表示如下：
[0034]
[0035]
[0036] i0(n),q0(n)相當(dāng)于數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。
[0037] 步驟六，將步驟五中模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采樣后的I,Q兩路信號(hào)i0(n),q0(n)合成為復(fù)數(shù)數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通過(guò)x(n)進(jìn)行捕獲、跟蹤，實(shí)現(xiàn)對(duì)擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)頻率偏移量Δf的實(shí)時(shí)精確計(jì)算。而擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)與數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)共用同一載波，所以擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的頻率偏移量即是數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的頻率偏移量。將實(shí)時(shí)精確計(jì)算出的導(dǎo)頻序列頻率偏移量Δf反饋至步驟三中所述的接收端混頻部分的本地正交載波發(fā)生器，通過(guò)載波頻率補(bǔ)償，使接收端本地載波頻率和接收端天線收到的信號(hào)mrece(t)的載波頻率保持動(dòng)態(tài)同步，即實(shí)現(xiàn)在太赫茲通信中低信噪比、低采樣率條件下的載波同步。將載波同步之后，接收端模擬正交混頻后得到的I,Q兩路信號(hào)分別記為i′(t),q′(t)。
[0038] 步驟六具體實(shí)現(xiàn)方法如下：
[0039] 步驟6.1，運(yùn)用基于快速傅里葉變換FFT的并行捕獲算法來(lái)處理信號(hào)x(n)，對(duì)x(n)的頻率偏移量Δf和碼相位進(jìn)行第一次捕獲，得到頻率偏移量和擴(kuò)頻碼碼相位偏移量的估計(jì)值；所述的信號(hào)x(n)為將步驟五中模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采樣后的信號(hào)I,Q兩路合成為復(fù)數(shù)數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)x(n)＝i0(n)+j·q0(n)；
[0040] 步驟6.1.1，以2BPN的采樣率對(duì)采樣率為fs的信號(hào)x(n)進(jìn)行重采樣，取重采樣后的前4L點(diǎn)數(shù)據(jù)，記為 后續(xù)根據(jù)對(duì) 的分析，尋找x(n)的頻率偏移和碼相位偏移；
[0041] 步驟6.1.2，對(duì) 做FFT變換得到頻域信號(hào) 考慮接收端擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)的中心頻率存在偏移，需要通過(guò)對(duì)頻域上 的循環(huán)移位實(shí)現(xiàn)時(shí)域上 中心頻率的改變。以 表示 循環(huán)移i位后的頻域信號(hào)，且記 為 的逆傅里葉變化，即 則 的實(shí)際意義相當(dāng)于改變模擬正交混頻的載波頻率后再進(jìn)行上
述步驟三～五、步驟6.1.1后得到的重采樣數(shù)據(jù)。
[0042] 步驟6.1.3，對(duì)偽隨機(jī)序列PN碼c(t)也以2BPN為采樣率進(jìn)行采樣，記采樣后的信號(hào)為c(n)。對(duì)c(n)做FFT運(yùn)算得到頻域信號(hào)C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并記C*(k)為C(k)的共軛。
[0043] 步驟6.1.4，基于快速傅里葉變換FFT與快速逆傅里葉變換IFFT的方法實(shí)現(xiàn)相關(guān)運(yùn)*算的快速運(yùn)算；將C (k)與 相乘之后的結(jié)果做快速逆傅里葉變換IFFT，實(shí)現(xiàn)信號(hào)與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)的相關(guān)運(yùn)算，運(yùn)算后得到的時(shí)域信號(hào)記為yi(n)，頻域信號(hào)記為Yi(k)，則：
[0044]
[0045]
[0046] 其中， 根據(jù)偽隨機(jī)序列的自相關(guān)特性，當(dāng) 與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)同步時(shí)，其相關(guān)序列yi(n)獲得最大值；考慮接收端導(dǎo)頻中心頻率存在偏移，需要通過(guò)對(duì)頻域上 的循環(huán)移位實(shí)現(xiàn)時(shí)域上 中心頻率的改變；多次進(jìn)行快速逆傅里葉變換IFFT運(yùn)算，尋找相關(guān)運(yùn)算結(jié)果yi(n)的最大值；相關(guān)運(yùn)算結(jié)果yi(n)取最大值時(shí)，表示 與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)近似同步。
[0047] 用此步驟中估計(jì)出的導(dǎo)頻信號(hào)頻率偏移量Δfcap1去修正步驟三中模擬正交混頻的載波頻率，用此步驟中估計(jì)出的偽隨機(jī)序列的相位偏移量去修正本地偽隨機(jī)序列PN碼產(chǎn)生模
塊，使步驟五所述ADC采樣輸出的信號(hào)i0(n),q0(n)與本地偽隨機(jī)序列PN碼相位基本對(duì)齊。則接收端
本振頻率與本地偽隨機(jī)序列PN碼的碼相位被修正后，再由步驟五中ADC采樣輸出的I,Q兩路信號(hào)i0(n),q0(n)表示為：
[0048]
[0049]
[0050] 其中，c′(n)為相位與本地偽隨機(jī)序列PN碼相位近似對(duì)齊的偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻。
[0051] 步驟6.2，由于步驟6.1中對(duì)頻率偏移量Δf的估計(jì)精度較低，為了更精確的估計(jì)頻率偏移，需對(duì)信號(hào)進(jìn)行二次捕獲。由于一次捕獲后信號(hào)中仍存在殘余頻偏Δf-Δfcap1，使得經(jīng)過(guò)步驟五低采樣率ADC采樣后的信號(hào)i0(n),q0(n)與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)相乘之后的信號(hào)的包絡(luò)呈余弦規(guī)律變化。相乘之后得到的I,Q兩路信號(hào)分別為i1(n),q1(n)：
[0052]
[0053]
[0054] 其中，c′(n)為相位與本地偽隨機(jī)序列PN碼相位近似對(duì)齊的偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻序列，故c′(n)與c(n)相乘后的結(jié)果為常數(shù)，記常數(shù)12c′(n)c(n)為A； 表示I路中由噪聲信號(hào)與偽隨機(jī)序列c(n)相乘引入的噪聲， 表示Q路中由噪聲信號(hào) 與偽隨機(jī)序列c(n)相乘引入的噪聲。將相乘之后得到的I,Q兩路信號(hào)i1(n),q1(n)合成復(fù)數(shù)信號(hào)x1(n)：
[0055]
[0056] 其中
[0057] 對(duì)復(fù)數(shù)信號(hào)x1(n)做快速傅里葉變換FFT，會(huì)在頻率Δfcap2約為殘余頻偏Δf-Δfcap1處出現(xiàn)峰值。對(duì)復(fù)數(shù)信號(hào)x1(n)做快速傅里葉變換FFT的頻率
分辨率決定了二次捕獲得出的頻率偏移量Δfcap2的精確度，F(xiàn)FT的頻率分辨率越小，二次捕獲得出的頻率偏移量Δfcap2的精確度越高。
[0058] 步驟6.3，用碼環(huán)對(duì)由步驟五所述的i0(n),q0(n)的擴(kuò)頻碼碼相位與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼的碼相位的差值進(jìn)行跟蹤，以獲得碼相位的實(shí)時(shí)準(zhǔn)確偏差值，并持續(xù)保持i0(n),q0(n)與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼的碼相位一致。在此
基礎(chǔ)上，通過(guò)載波環(huán)對(duì)導(dǎo)頻序列頻率偏移量Δf進(jìn)行跟蹤，將實(shí)時(shí)精確計(jì)算出的導(dǎo)頻序列頻率偏移量Δf反饋至步驟三中所述的接收端正交混頻部分的本地載波發(fā)生器，通過(guò)載波頻率補(bǔ)償，以消除步驟三中模擬混頻得到的信號(hào)i(t)和q(t)中含有的頻率偏移Δf與相位偏移Δθ，使接收端本地載波頻率和接收端天線收到的信號(hào)mrece(t)的載波頻率保持動(dòng)態(tài)同步，即實(shí)現(xiàn)在太赫茲通信中低信噪比、低采樣率條件下的載波同步。
[0059] 載波同步完成后，接收端本地正弦載波表示為-sin[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]，余弦載波表示為cos[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]。則步驟三中，將天線接收到的信號(hào)與本地正交載波進(jìn)行模擬混頻之后得到的I,Q兩路信號(hào)的表達(dá)式
修改為如公式(18)，公式(19)所示，記模擬混頻之后得到的I,Q兩路信號(hào)分別為i′(t),q′(t)：
[0060]
[0061]
[0062] 步驟七，將步驟六中得到的I,Q兩路信號(hào)i′(t),q′(t)通過(guò)寬帶低通濾波器進(jìn)行濾波，濾波后的I路信號(hào)i″(t)即是頻率偏移量已被修正的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)。
[0063] 將步驟六中得到的I,Q兩路信號(hào)i′(t),q′(t)通過(guò)寬帶低通濾波器進(jìn)行濾波，濾除位于太赫茲載波頻率二倍頻處的高頻成分。所述的寬帶低通濾波器的帶寬不小于數(shù)據(jù)基帶數(shù)據(jù)的傳輸速率Rb。由于在發(fā)送端所插入的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率遠(yuǎn)低于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的功率，故擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的插入對(duì)數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的
波形影響很小，將此影響類(lèi)比于噪聲信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)波形的影響。將此寬帶低通濾波器輸出的I,Q兩路信號(hào)分別記為i″(t),q″(t)，表達(dá)式為：
[0064]
[0065] q″(t)＝n″q(t)???(21)
[0066] 其中，用n″i(t)表示頻譜位于此寬帶低通濾波器帶內(nèi)的I路噪聲信號(hào)，用n″q(t)表示頻譜位于此寬帶低通濾波器帶內(nèi)的Q路噪聲信號(hào)。由公式(20)、公式(21)知，數(shù)據(jù)基帶信號(hào)集中于I路。至此，對(duì)發(fā)送端數(shù)據(jù)基帶信號(hào)的恢復(fù)完成。
[0067] 有益效果：
[0068] 1、本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，采用插入低功率擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)的方法，輔助進(jìn)行對(duì)接收信號(hào)的載波頻偏的實(shí)時(shí)精確計(jì)算，以計(jì)算結(jié)果來(lái)調(diào)整接收端本地載波的頻率，實(shí)現(xiàn)載波同步；為減輕導(dǎo)頻信號(hào)的添加對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)波形的影響，本發(fā)明限制導(dǎo)頻信號(hào)發(fā)送功率比實(shí)際信號(hào)發(fā)送功率低20-30dB。本發(fā)明以犧牲較小的發(fā)送功率為代價(jià)，使接收端提取載波同步的電路的復(fù)雜性大大降低，經(jīng)驗(yàn)證，本發(fā)明可應(yīng)用于信噪比低至-12dB的情況下。
[0069] 2、本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，在信息速率為數(shù)十Gbps的太赫茲通信中，為獲取載波頻率偏移量，接收端ADC采樣時(shí)鐘頻率無(wú)需再為信息速率的2倍或以上，而只需數(shù)十MHz，處理數(shù)據(jù)量降低3-4個(gè)數(shù)量級(jí)，大大降低運(yùn)算量和處理難度。
[0070] 3、本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，由于偽隨機(jī)序列良好的自相關(guān)性，并基于對(duì)偽隨機(jī)序列捕獲的FFT并行捕獲算法，使得本發(fā)明能夠估計(jì)與偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻帶寬同等數(shù)量級(jí)且不超過(guò)導(dǎo)頻帶寬范圍的頻偏。故頻偏估計(jì)的動(dòng)態(tài)范圍極大，適用于衛(wèi)星通信系統(tǒng)。
[0071] 4、本發(fā)明公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，適用于二相
相移鍵控(Binary?Phase?Shift?Keying,BPSK)、四相相移鍵控(QuadriPhase?Shift?Keying,QPSK)在內(nèi)的多種調(diào)制方式下的載波同步。
附圖說(shuō)明
[0072] 圖1是本發(fā)明“一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法”的總體
流程圖；
[0073] 圖2是本發(fā)明“一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法”的發(fā)送端結(jié)構(gòu)
框圖；
[0074] 圖3是發(fā)送端基帶信號(hào)頻譜示意圖；
[0075] 圖4是插入導(dǎo)頻功率比數(shù)據(jù)信號(hào)功率低20dB時(shí)的發(fā)送端基帶信號(hào)頻譜圖；
[0076] 圖5是本發(fā)明“一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法”的接收端結(jié)構(gòu)框圖；
[0077] 圖6是接收端對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行一次捕獲的原理圖；
[0078] 圖7是信噪比為15dB，實(shí)際頻偏為15MHz時(shí)，對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)頻率偏移量進(jìn)行一次捕獲時(shí)的頻率-相位二維搜索仿真圖；
[0079] 圖8是接收端對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行二次捕獲的原理圖；
[0080] 圖9是信噪比為15dB，實(shí)際頻偏為15MHz時(shí)，在一次捕獲完成的基礎(chǔ)上，對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行二次捕獲時(shí)，低采樣率ADC輸出的信號(hào)與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼相乘后的信號(hào)的頻譜圖；
[0081] 圖10是捕獲完成后，對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)跟蹤過(guò)程中的碼環(huán)工作過(guò)程圖。
[0082] 圖11是捕獲完成后，對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)跟蹤過(guò)程中的載波環(huán)工作過(guò)程圖。
具體實(shí)施方式
[0083] 為使本發(fā)明更加清楚明白，以下結(jié)合具體
實(shí)施例子，并且參照附圖，對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。
[0084] 實(shí)施例1：
[0085] 為驗(yàn)證本方法可行性，以二進(jìn)制相移鍵控(Binary?Phase?Shift?Keying,BPSK)調(diào)制方式為例，對(duì)這種實(shí)現(xiàn)方法給出具體步驟，其中用到的參數(shù)有：數(shù)據(jù)信息速率Rb：10Gbps；插入擴(kuò)頻碼導(dǎo)頻信號(hào)的速率Rc：30.69MHz；擴(kuò)頻比L：1023；太赫茲載波頻率fTHz：340GHz；發(fā)送端與接收端相向運(yùn)動(dòng)，相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度v：13235.29m/s；信噪比SNR：15dB；窄帶低通濾波器帶寬B：50MHz；低采樣率ADC采樣率fs：100MHz；寬帶低通濾波器帶寬：10.01GHz。
[0086] 如圖1所示，本實(shí)施例公開(kāi)的一種用于太赫茲通信的偽碼輔助載波同步實(shí)現(xiàn)方法，具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：
[0087] 步驟一，發(fā)送端結(jié)構(gòu)如圖2所示，數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的信息速率為Rb＝10Gbps，所插入的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻c(t)的速率Rc＝30.69MHz。數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)與擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻c(t)的組合信號(hào)m1(t)表示為公式(1)所示。插入了擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻c(t)的組合基帶信號(hào)m1(t)的頻譜示意圖如圖3所示。當(dāng)導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率比數(shù)據(jù)信號(hào)m(t)的功率低20dB時(shí)，組合基帶信號(hào)m1(t)的頻譜圖如圖4所示。
[0088] 步驟二，將步驟一產(chǎn)生的組合基帶信號(hào)m1(t)輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC，輸出的模擬信號(hào)與頻率為fTHz＝340GHz，初始相位為θ0＝0的本振太赫茲載波信號(hào)混頻實(shí)現(xiàn)上變頻后，經(jīng)過(guò)功率放大器并由天線發(fā)送到無(wú)線信道。
[0089] 步驟三，接收端的結(jié)構(gòu)如圖5所示。接收端將天線收到的無(wú)線信號(hào)通過(guò)低噪聲放大器后，利用本地兩路頻率為fTHz的正交載波分別與低噪聲放大器輸出的信號(hào)相乘進(jìn)行正交混頻。將本地正弦載波表示為-sin(2πfTHzt+θ0)，余弦載波表示為cos(2πfTHzt+θ0)，其中fTHz＝340GHz，θ0＝0?；祛l之后的I,Q兩路信號(hào)分別記為i(t)和q(t)，表達(dá)式如公式(5)、公式(6)所示。
[0090] 收發(fā)信機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的多普勒效應(yīng)以及收發(fā)時(shí)鐘頻率的固有偏差都會(huì)導(dǎo)致載波頻率的偏移，載波頻率的偏移體現(xiàn)在接收端天線收到的信號(hào)mrece(t)的中心頻率不再為fTHz，而是為fTHz+Δf。由于收發(fā)時(shí)鐘頻率的固有偏差與多普勒頻偏fd相比小至可忽略，所以在分析時(shí)，將多普勒頻偏fd與載波頻率偏移Δf做等效近似，即Δf≈fd。依據(jù)公式(4)，計(jì)算在此實(shí)施例參數(shù)下，由多普勒效應(yīng)引起的導(dǎo)頻信號(hào)中心頻率偏移量fd，則接收端天線收到的信號(hào)mrece(t)的載波頻
率相對(duì)于fTHz會(huì)有約15MHz的偏移。
[0091] 步驟四，利用窄帶低通濾波器對(duì)正交混頻之后的I,Q兩路信號(hào)i(t),q(t)進(jìn)行濾波，得到基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。經(jīng)過(guò)此低通濾波器后的I,Q路信號(hào)分別記為i0(t)和q0(t)。
[0092] 利用窄帶低通濾波器對(duì)正交混頻之后的I,Q兩路信號(hào)i(t),q(t)濾波，濾除高頻部分，得到基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。根據(jù)第一
宇宙速度v1，即在地球上發(fā)射的物體繞地球飛行作圓周運(yùn)動(dòng)所需的初始速度，來(lái)計(jì)算收發(fā)信機(jī)可產(chǎn)生的最大相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度vmax。當(dāng)收發(fā)信機(jī)均以第一宇宙速度v1做相對(duì)運(yùn)動(dòng)時(shí)，收發(fā)信機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度最大，即vmax＝2v1＝2×7.9km/s＝15.8km/s。依據(jù)公式(4)，計(jì)算得載波頻率的最大偏移量(Δf)max為：考慮在接收信號(hào)mrece(t)有最
大載波頻率最大偏移(Δf)max時(shí)，確保頻偏信息得以保留，則所述的濾波器帶寬B不小于(Δf)max+BPN＝(Δf)max+Rc＝(17.90667+30.69)MHz＝48.59667MHz，取B＝50MHz。因?yàn)閿U(kuò)頻信號(hào)c(t)的帶寬遠(yuǎn)窄于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的帶寬，所以此窄帶低通濾波器濾除了大部分的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)，而剩余的位于窄帶低通濾波器通帶內(nèi)的殘余數(shù)據(jù)基帶信號(hào)被認(rèn)為是噪聲。記經(jīng)過(guò)窄帶低通濾波器后的I,Q路信號(hào)分別記為i0(t)和q0(t)，表達(dá)式由公式(7)、公式(8)給出。
[0093] i0(t)和q0(t)相當(dāng)于有噪聲和頻率偏移量Δf的基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。對(duì)頻率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估計(jì)即是對(duì)i0(t)與q0(t)中正余弦信號(hào)的頻率估計(jì)和相位估計(jì)。
[0094] 步驟五，依據(jù)奈奎斯特采樣定律，為防止信號(hào)頻譜發(fā)生混疊，將步驟四經(jīng)過(guò)低通濾波得到的信號(hào)i0(t),q0(t)通過(guò)采樣率為fs＝100MHz的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)i0(n),q0(n)進(jìn)行處理。將采樣之后的I,Q兩路數(shù)字信號(hào)分別記為i0(n)和q0(n)，表達(dá)式如公式(9)、公式(10)所示。i0(n),q0(n)相當(dāng)于數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)。
[0095] 步驟六，將步驟五中低采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采樣后的信號(hào)I,Q兩路合成為復(fù)數(shù)數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通過(guò)對(duì)x(n)進(jìn)行捕獲、跟蹤，實(shí)現(xiàn)對(duì)導(dǎo)頻序列頻率偏移量Δf的實(shí)時(shí)精確計(jì)算，而導(dǎo)頻序列頻率偏移量即是基帶信號(hào)m′(t)頻率偏移量。
[0096] 步驟六具體實(shí)現(xiàn)方法如下：
[0097] 步驟6.1，運(yùn)用基于快速傅里葉變換FFT的并行捕獲算法來(lái)處理信號(hào)x(n)，對(duì)x(n)的頻率偏移量Δf和碼相位進(jìn)行第一次捕獲，得到頻率偏移量和擴(kuò)頻碼碼相位偏移量的估計(jì)值；所述的信號(hào)x(n)為將步驟五中模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC采樣后的信號(hào)I,Q兩路合成為復(fù)數(shù)信號(hào)x(n)＝i0(n)+j·q0(n)。對(duì)基帶偽隨機(jī)序列x(n)進(jìn)行一次捕獲的框圖如圖6所示。
[0098] 步驟6.1.1，以2BPN＝61.38MHz的采樣率對(duì)采樣率為fs＝100MHz的信號(hào)x(n)進(jìn)行重采樣，取重采樣后的前0.0667ms時(shí)間內(nèi)的x(n)數(shù)據(jù)，記為 共4092點(diǎn)數(shù)據(jù)。
[0099] 步驟6.1.2，對(duì) 做4096點(diǎn)的快速傅里葉變換FFT得到頻域信號(hào) 頻率分辨率為 考慮接收端導(dǎo)頻中心頻率存在偏移，需要通過(guò)對(duì)頻域上 的循環(huán)移位實(shí)現(xiàn)時(shí)域上 中心頻率的改變。頻域上 每次循環(huán)移一位，相當(dāng)于時(shí)域上中心頻率的中心頻率改變14.98535KHz。以 表示 循環(huán)移i位后的頻域信號(hào)，且
記 為 的逆傅里葉變化，即 則 的實(shí)際意義是改變模擬正交
混頻的載波頻率后再進(jìn)行上述步驟三～五、步驟6.1.1后得到的重采樣數(shù)據(jù)。
[0100] 當(dāng)收發(fā)信機(jī)均以第一宇宙速度做相對(duì)運(yùn)動(dòng)時(shí)，收發(fā)信機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度最大，為vmax＝15.8km/s，此時(shí)接收信號(hào)的載波頻率偏移量達(dá)到最大，為(Δf)max＝17.90667MHz。一次捕獲過(guò)程中FFT運(yùn)算的頻率分辨率為14.98535KHz，故理論上應(yīng)使 向左向右各循環(huán)移位實(shí)際工程應(yīng)用時(shí)，為留有充足的余量，在左右各1200個(gè)頻點(diǎn)處進(jìn)行運(yùn)算。
[0101] 步驟6.1.3，對(duì)本地偽隨機(jī)序列PN碼c(t)也以2BPN＝61.38MHz為采樣率進(jìn)行采樣，記采樣后的信號(hào)為c(n)。對(duì)c(n)做FFT運(yùn)算得到頻域信號(hào)C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并記C*(k)為C(k)的共軛。
[0102] 步驟6.1.4，基于快速傅里葉變換FFT與快速逆傅里葉變換IFFT的方法實(shí)現(xiàn)相關(guān)運(yùn)算的快速運(yùn)算。將C*(k)與 相乘之后的結(jié)果做快速逆傅里葉變換IFFT，實(shí)現(xiàn)信號(hào)與PN碼序列c(n)的相關(guān)運(yùn)算，運(yùn)算后得到的時(shí)域信號(hào)記為yi(n)，由公式(12)給出，頻域信號(hào)記為Yi(k)，由公式(11)給出。
[0103] 根據(jù)偽隨機(jī)序列的自相關(guān)特性，當(dāng) 與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)同步時(shí)，其相關(guān)序列yi(n)獲得最大值；考慮接收端導(dǎo)頻中心頻率存在偏移，需要通過(guò)對(duì)頻域上 的循環(huán)移位實(shí)現(xiàn)時(shí)域上 中心頻率的改變；多次進(jìn)行快速逆傅里葉變換IFFT運(yùn)算，尋找相關(guān)運(yùn)算結(jié)果yi(n)的最大值；相關(guān)運(yùn)算結(jié)果yi(n)取最大值時(shí)，表示 與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)的碼相位近似同步，且接收端本地太赫茲載波頻率與接收到的信號(hào)mrece(t)的載波頻率近似同步。
[0104] 圖7給出了對(duì)擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行一次捕獲時(shí)的頻率-相位二維搜索仿真圖。由圖7知，一次捕獲獲取的頻率偏移量Δfcap1＝15.0003369MHz。用此頻率偏移量估計(jì)值Δfcap1去修正接收端進(jìn)行模擬混頻時(shí)本地載波信號(hào)頻率，用此步驟中估計(jì)出的偽隨機(jī)序列的相位偏移量去修正圖7中本地偽隨機(jī)序列PN碼產(chǎn)生模塊，使步驟五所述ADC采樣輸出的信號(hào)i0(n),q0(n)與本地偽隨機(jī)序列PN碼相位基本對(duì)齊。一次捕獲對(duì)頻偏的估計(jì)誤差保持在 范圍內(nèi)，對(duì)數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)中偽隨機(jī)序列碼相位的估計(jì)誤差保持在半個(gè)碼片內(nèi)。
[0105] 則接收端本振頻率與本地偽隨機(jī)序列PN碼的碼相位被修正后，再由步驟五中ADC采樣輸出的I,Q兩路信號(hào)i0(n),q0(n)的表達(dá)式由公式(12)、公式(13)給出，其中Δf-Δfcap1＝-336.9141Hz。
[0106] 步驟6.2，對(duì)擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)二次捕獲的框圖如圖8所示。由于步驟6.1中對(duì)頻率偏移量Δf的估計(jì)仍有Δf-Δfcap1＝-336.9141Hz的殘余頻偏。為了更精確的估計(jì)頻率偏移量Δf，需對(duì)信號(hào)進(jìn)行二次捕獲。由于殘余頻偏Δf-Δfcap1的存在，使得經(jīng)過(guò)步驟五低采樣率ADC采樣后的信號(hào)i0(n),q0(n)與本地偽隨機(jī)序列PN碼c(n)相乘之后的信號(hào)的包絡(luò)呈余弦規(guī)律變化。相乘之后得到的I,Q兩路信號(hào)i1(n),q1(n)的表達(dá)式由公式(15)、公式(16)給出。將相乘之后得到的I,Q兩路信號(hào)i1(n),q1(n)合成復(fù)數(shù)信號(hào)x1(n)，x1(n)的表達(dá)式由公式(17)給出。
[0107] 為了減小計(jì)算量，在一定時(shí)間內(nèi)對(duì)相乘之后的信號(hào)x1(n)進(jìn)行相干積分；為了保持足夠大的殘余頻偏估計(jì)范圍，這里仿真時(shí)是在 時(shí)間內(nèi)進(jìn)行相干積分。此時(shí)二次捕獲能估計(jì)的頻偏范圍是 最后進(jìn)行4096點(diǎn)FFT運(yùn)算，
頻率分辨率為 FFT運(yùn)算得到的頻譜在殘余頻偏附近處有最大幅值，二次捕
獲對(duì)頻率偏移量的估計(jì)誤差在 范圍內(nèi)。
[0108] 圖9給出了FFT運(yùn)算得到的頻譜圖。由圖9知，二次捕獲獲取的頻率偏移量Δfcap2＝-322.3Hz。將此頻偏結(jié)果反饋，對(duì)接收端進(jìn)行模擬混頻時(shí)本地載波信號(hào)頻率進(jìn)行修正。至此，捕獲過(guò)程完成。
[0109] 步驟6.3，利用步驟6.2中得到的頻偏估計(jì)值再次對(duì)本地模擬混頻時(shí)的載波頻率進(jìn)行修正后，由步驟五中低采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC輸出的采樣信號(hào)x(n)中的殘余頻偏可降低到幾十Hz。用碼環(huán)對(duì)數(shù)字基帶擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)x(n)與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼相位的差值進(jìn)行跟蹤，以獲得碼
相位差值的實(shí)時(shí)準(zhǔn)確量，并持續(xù)保持x(n)與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼相位一致。在此基礎(chǔ)上，通過(guò)載波環(huán)進(jìn)行載波跟蹤，精確計(jì)算導(dǎo)頻序列頻率偏移量Δf，持續(xù)調(diào)整接收端本地進(jìn)行模擬混頻時(shí)的載波信號(hào)頻率，以消除步驟三得到的信號(hào)i(t),q(t)中頻率偏移Δf與相位偏移Δθ的影響，即，通過(guò)對(duì)偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻的捕獲、跟蹤，實(shí)現(xiàn)對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)頻率偏移量Δf的精確計(jì)算，而導(dǎo)頻信號(hào)頻率偏移量即是數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m′(t)頻率偏移量。圖10給出了在對(duì)基帶導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行跟蹤的過(guò)程中碼環(huán)的工作過(guò)程，橫坐標(biāo)為仿真時(shí)間，縱坐標(biāo)為碼環(huán)鑒相誤差，即由步驟五中ADC采樣輸出的I,Q兩路信號(hào)i0(n),q0(n)的碼相位與接收端本地偽隨機(jī)序列PN碼的碼相位的相位誤差。圖11給出了在對(duì)基帶導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行跟蹤的過(guò)程中載波環(huán)的工作過(guò)程，橫坐標(biāo)為仿真時(shí)間，縱坐標(biāo)為載波環(huán)頻率估計(jì)誤差，即本步驟實(shí)時(shí)精確計(jì)算的頻率偏移量與Δf-Δfcap1-Δfcap2＝-14.6141Hz之間的差值。由圖11知，載波環(huán)頻率估計(jì)誤差最終穩(wěn)定在零值處，至此，載波同步完成。
[0110] 載波同步完成后，接收端本地正弦載波表示為-sin[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]，余弦載波表示為cos[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]。則步驟三中，將天線接收到的信號(hào)與本地正交載波進(jìn)行模擬混頻之后得到的I,Q兩路信號(hào)的表達(dá)式修改為如公式(18)，公式(19)所示，記模擬混頻之后得到的I,Q兩路信號(hào)分別為i′(t),q′(t)。
[0111] 步驟七，將步驟六中得到的I,Q兩路信號(hào)i′(t),q′(t)通過(guò)寬帶低通濾波器進(jìn)行濾波，濾波后的I路信號(hào)即是頻率偏移量已被修正的數(shù)據(jù)基帶信號(hào)。
[0112] 將步驟六中得到的I,Q兩路信號(hào)i′(t),q′(t)通過(guò)寬帶低通濾波器進(jìn)行濾波，濾除位于太赫茲載波頻率二倍頻處的高頻成分。所述的寬帶低通濾波器的帶寬不小于數(shù)據(jù)基帶數(shù)據(jù)的傳輸速率Rb＝10GHz，取寬帶低通濾波器的帶寬為10.01GHz。由于在發(fā)送端所插入的擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的功率遠(yuǎn)低于數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的功率，故擴(kuò)頻碼偽隨機(jī)序列導(dǎo)頻信號(hào)c(t)的插入對(duì)數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)的波形影響很小，將此影響類(lèi)比于噪聲信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)基帶信號(hào)m(t)波形的影響。將此寬帶低通濾波器輸出的I,Q兩路信號(hào)分別記為i″(t),q″(t)，表達(dá)式由公式(20)、公式(21)給出。由公式(20)、公式(21)知，數(shù)據(jù)基帶信號(hào)集中于I路。至此，對(duì)發(fā)送端數(shù)據(jù)基帶信號(hào)的恢復(fù)完成。
[0113] 以上所述的具體描述，對(duì)發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施例而已，并不用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
